阅读说明：本技术 漏极共享分离lna (Drain-shared split LNA ) 是由 迈尔斯·萨内 埃姆雷·艾兰哲 于 2019-01-28 设计创作，主要内容包括：本文公开了具有低噪声放大器(LNA)的接收机前端(300)。可以使用输出FET的栅极来使共源共栅导通或截止,该共源共栅具有配置有“公共源极”的输入FET和配置有“公共栅极”的输出FET。提供第一开关(235),其允许在每个LNA的输入FET的源极端子之间建立或破坏连接。在输入FET的漏极端子之间提供漏极开关(260),以将输入FET并联放置。这增加了放大器的输入级的g<Sub>m</Sub>,从而改善放大器的噪声系数。(A receiver front-end (300) with a Low Noise Amplifier (LNA) is disclosed. The gates of the output FETs may be used to turn on or off the cascode, which has an input FET configured with a "common source" and an output FET configured with a "common gate". A first switch (235) is provided which allows a connection to be established or broken between the source terminals of the input FETs of each LNA. In thatA drain switch (260) is provided between the drain terminals of the input FETs to place the input FETs in parallel. This increases the g of the input stage of the amplifier m Thereby improving the noise figure of the amplifier.)

漏极共享分离LNA

相关申请的交叉引用

本申请要求2018年2月2日提交的美国专利申请第15/887,816号题为“漏极共享分离LNA”的优先权，其公开内容通过引用整体并入本文。

背景技术

(1)技术领域

本文描述的各种实施方式涉及放大器，以及更具体地，涉及在通信设备中使用的低噪声放大器。

(2)背景技术

通信接收机的前端通常包括低噪声放大器(“LNA”)，该低噪声放大器负责对通信接收机内接收的信号提供第一级放大。LNA的操作规范对通信接收机的整体质量非常重要。由LNA引入的任何噪声或失真都将导致整个接收机性能的劣化。因此，接收机的灵敏度在很大程度上由前端的质量尤其是由LNA的质量确定。

在一些情况下，需要LNA在相对较宽的频带上工作，并且对具有一些不同的调制基带或调制中频(IF)信号的信号进行放大。需要LNA对具有多个调制IF或基带信号的接收信号放大的情况的一个示例是要接收带内非连续载波聚合(carrier aggregate，CA)信号的情况。CA信号可以具有两个信道(或IF载波)，所述两个信道具有彼此不相邻但位于可以由单个LNA放大器处理的频率范围内的频率。例如，CA信号在由第三代合作伙伴计划(3GPP)定义的蜂窝频带内可以具有两个不相邻的信道。3GPP是熟知的行业标准制定组织。

在需要接收机接收CA信号、诸如符合3GPP通信行业标准的第11版的蜂窝电话的情况下，LNA通常放大所接收的信号并将所放大的输出信号提供给无源分离器。图1是蜂窝电话前端的一部分的图示，其中LNA101被耦合到可变衰减器103。旁路开关105允许可变衰减器被可选地分流。该信号然后被耦合到单极三掷模式的选择器开关107，该选择器开关允许LNA 101的输出被选择性地仅耦合到第一下变频器和基带电路系统(downconverter andbaseband circuitry，DBC)109、第二DBC 111或者第一DBC 109和第二DBC 111两者。

当模式选择器开关107处于第一位置(即单信道模式1)时，LNA 101的输出被直接地耦合到第一DBC 109。在第二位置(即分离模式)处，LNA 101的输出通过无源功率分离器113而被耦合到第一DBC 109和第二DBC 111。在第三位置(即单信道模式2)，LNA 101的输出仅被耦合到第二DBC 111。

存在由图1所示的体系结构引起的一些限制。第一限制是可以在第一DBC 109与第二DBC 111之间实现的隔离的量。典型地，制造良好的3dB分离器可以在分离器113被设计以工作的中心频率处的输出之间实现大约18至20dB的隔离。从一个DBC交叉耦合到其他DBC的信号通常将导致干扰和失真，所述干扰和失真将导致接收机的灵敏度的整体降低。

此外，无源分离器通常被设计成在相对较窄的频率范围内最佳地工作。也就是说，无源分离器本质上是窄带装置。当通过分离器113耦合的信号的频率偏离分离器被设计的最佳频率时，输出到输出的隔离将劣化。由于目前可用的分离器的限制，并且因为被设计以处理CA信号的接收机必须在相对较宽的频率范围内工作，所以很难实现DBC 109、DBC 111之间的期望的隔离。

此外，功率分离器诸如图1中所示的分离器113具有显著的损耗。由于3dB功率分离器将功率分离成两半，所以与单信道模式相比，即使是理想的分离器也将导致在分离模式下提供给DBC 109、DBC 111的功率降低3dB。此外，大多数分离器将具有1.0至1.5dB的另外的***损耗。随着所施加的信号的频率偏离分离器被设计以工作的中心频率，***损耗如输出到输出隔离通常将变得更差。

更进一步，在模式选择开关107和分离器113中遭遇的损耗导致需要更多的增益。这导致线性度(如通常通过测量“三阶截距”来表征)降低，并且导致当在分离模式工作时，接收机的噪声系数劣化。

因此，目前需要具有CA能力的接收机前端，该接收机前端可以在具有高的输出到输出隔离的分离模式下工作，而不会使三阶截距和噪声系数劣化，并且具有相对较低的前端损耗。

发明内容

本文公开了能够使用多个低噪声放大器(LNA)接收和处理带内非连续载波聚合(CA)信号的接收机前端。根据所公开的方法和设备的一些实施方式，多个放大器中的每一个都是LNA，其被配置为共源共栅(即，具有两个晶体管的两级放大器，第一个晶体管被配置成“公共源极”输入晶体管例如输入场效应晶体管(FET)，以及第二个晶体管以“公共栅极”配置被配置为输出晶体管(例如输出FET)。在其他实施方式中，LNA可以具有另外的晶体管(即，多于两级和/或堆叠的晶体管)。每个LNA的输出晶体管可以被导通或截止(即，通过使用输出FET的栅极或者打开输入FET的源极中的开关254、252)。输入FET的栅极被耦合在一起以形成公共输入。然而，在一些实施方式中，两个FET的栅极可以被分开以允许独立地控制输出晶体管被截止的(即，FET没有将电流从漏极端子传导到源极端子)LNA的输入FET的栅极，以截止输入FET。提供第一开关，其允许在每个LNA的输入FET的源极端子之间建立或破坏连接。此外，第二开关使得可切换的栅极到源极和/或栅极到地的电容器能够选择性地施加到LNA中至少之一的输入FET。在一些实施方式中，提供了另外的开关，其使得源极到地的退变(degeneration)电感器能够从输出FET被截止的LNA的输入FET的源极端子断开。选择性地使输出FET导通和截止使得放大器能够在单一模式和分离模式工作。此外，开关的使用确保到放大器的输入阻抗在单一模式和分离模式下相同。此外，提供了漏极开关，其在单一模式期间将每个输入FET的漏极端子耦合在一起。在分离模式下，开关被打开以使漏极端子解耦。

在附图和以下描述中阐述本发明的一个或更多个实施方式的细节。从说明书和附图以及权利要求书中，本发明的其他特征、目的和优点将变得明显。

附图说明

图1是LNA被耦合到可变衰减器的蜂窝电话前端的一部分的图示。

图2是具有退变开关、栅极电容器模块并使用在单一模式或分离模式下工作的多个LNA的前端放大器的图示。

图3是放大器的另一实施方式的简化示意图，该放大器具有源极分离LNA和漏极开关并且包括电阻，该电阻可以选择性地并联放置在每个输出负载匹配电路中的电感器和电容器两端。

图4是示出通过使用漏极开关达到的噪声系数的改善的曲线图。

图5是示出根据输入频率的噪声系数与电流I_DD之间的关系的曲线图和表。

图6示出了根据用于使用多于一个放大器来放大信号(例如，CA信号)的一个实施方式的方法。

图7是包括在单一模式期间移除并联的漏极电阻的方法的另一实施方式的图示。

各种附图中相同的附图标记和名称表示相同的元件。

具体实施方式

图2是通信接收机的前端放大器200的图示，其中多个低噪声放大器(LNA)202、204用于放大信号。要被放大的信号通过前端信号输入端子206而被耦合。在被称为“单一模式”的第一模式中，与LNA 202、204相关联的输出FET 208、212中的一个被导通(即，正在主动地放大施加到LNA 202、204的输入的信号)。激活的LNA 202、204的被放大的输出被耦合到输出端子232、234。另一个LNA 204、202的输出FET 208、212被截止(即，不允许电流从漏极流向源极)。在所公开的方法和设备的一个实施方式中，每个LNA 202、204包括一对场效应晶体管(FET)208、210以及212、214。每一对在共源共栅体系结构中形成两级LNA。然而，本领域技术人员将理解的是，可以使用其他类型的晶体管，包括但不限于双极结型晶体管。此外，任何类型的FET都可以用于实现LNA，包括但不限于金属氧化物半导体(MOSFET)、结型场效应晶体管(JFET)、绝缘栅FET(IGFET)、金属半导体FET(MESFET)等。虽然一些类型的晶体管可能更好地适合于特定的应用，但是与所公开的方法和装置相关联的概念不排除任何特定类型的晶体管的使用。更进一步，在LNA(例如，LNA 202、204)内可以包括另外的晶体管，这些另外的晶体管或者作为另外的放大器级，或者与所示的那些FET 208、212堆叠。此外，在一些实施方式中，特定类型的晶体管以及这样的晶体管的数目可以从一个LNA 202、204到另一个不同或者在每个LNA 202、204内不同。

施加到耦合到由FET 208、212实现的LNA的输出晶体管(例如，FET)的栅极的控制输入端子216、218的LNA控制信号控制每个LNA 202、204的输出FET 208、212是导通还是截止(即，将大量电流从漏极端子传导到源极端子)。在一个实施方式中，LNA控制信号由控制模块诸如LNA控制器217生成。LNA控制器217可以基于关于将由放大器200接收的信号的类型的信息、信号携带的内容或者基于选择一个或更多个信道的用户命令来生成LNA控制信号。LNA控制器217可以是通用处理器，其能够接收命令并处理命令以生成到贯穿本公开内容公开的LNA和相关开关的控制信号。可替选地，LNA控制器217是专门设计用于生成控制信号的专用处理器。本领域技术人员将理解如何使这样的处理器接收命令以进入第一模式诸如分离模式，并确定要生成的开关控制信号和LNA控制信号的特定配置。在一些情况下，LNA控制器217可以像具有查找表的逻辑块一样简单。可替选地，在一些实施方式中，LNA控制器217在确定开关控制信号和LNA控制信号的状态上还可以依赖于另外的信息。

在单一模式下，到LNA 202、204之一的LNA控制信号使得该LNA 202、204的输出FET208、212导通。对其他LNA 204、202的LNA控制使得该LNA 202、204的输出FET 212、208截止。在分离模式下，两个LNA 202、204的输出FET 208、212都导通。本领域技术人员将理解的是，图2中没有示出的另外的LNA可以类似地被耦合以扩展放大器，从而使用另外的操作的模式来选择另外的信道。

耦合到每个LNA 202、204的输出端口224、226的输出负载匹配电路220、222提供了如下方法：通过该方法，输出阻抗可以与负载匹配。在一种情况下，提供了输入匹配电路228以使放大器的输入阻抗与源极端子匹配。输入匹配电路228包括输入匹配电感器229和输入DC块电容器233。在一些实施方式中，输出分流电容器230、231为分别施加到LNA 202、204的输入的输入信号的频率范围内的信号提供相对低的对地容抗。在一些实施方式中，可以为每个LNA提供单独的V_DD供给电压源，以便增加LNA 202、204之间的隔离。在其他实施方式中，相同的供给端子可以用于向LNA中的两个或更多个提供V_DD。

图2中所示的由前端200实现的隔离通过第一LNA 202的输出端口232与第二LNA204的输出端口234之间存在显著隔离的事实而被增强。在放大器200中，前端的输出之间的隔离将改善被一些介于中间的信道间隔开的信号。也就是说，随着频率的间隔的增加，一个窄带调谐输出与另一个窄带调谐输出的增益与频率(gain-versus-frequency)交叠的水平将降低。该降低将增强输出之间的隔离。在较低增益操作模式下，输出隔离将被改善。

当以这种方式使用两个LNA时需要解决的一个问题是，前端放大器200的输入阻抗将根据接收机工作的模式而变化。也就是说，由于当LNA的输出FET导通时以及当LNA的输出FET截止时FET晶体管的栅极到源极的电容Cgs的差异，单一模式下呈现的输入阻抗将与分离模式下呈现的阻抗显著不同。输入阻抗的大的差异将导致大的输入失配，这反过来对放大器200的几乎每个方面造成大的不利影响。该影响可以导致噪声系数的增加、增益的降低以及例如如通过三阶截距(IP3)测量的线性度的劣化。每个LNA 202、204的从导电状态到非导电状态的输入FET 210、214的C_gs的相对较大的变化导致当在单一模式与分离模式下工作时放大器200的输入阻抗的实部和虚部都有大的变化。提供了可以在单一模式下闭合以将第一输入FET 210的源极耦合到第二输入FET 214的源极的源极开关235以减少这种影响。在单一模式期间闭合开关235以连接两个输入FET 210、214的源极使得在分离模式(即，当两个LNA 202、204的输出FET 208、212都导通时)中呈现的输入阻抗更接近于开关235打开的单一模式期间呈现的输入阻抗。然而，与分离模式相比，这仍然代表大的阻抗变化。在分离模式下，源极开关235被打开。在分离模式期间打开源极开关235改善了输出端216、218之间的噪声隔离。

除了源极开关235之外，在一些实施方式中，前端放大器200具有至少一个栅极电容模块240，该栅极电容模块包括在模块240的第一端子与第二端子之间串联连接的栅极电容器242和栅极开关244。当第二LNA 204截止时，栅极开关244可以被切换以***与输入FET210的栅极和源极并联的栅极电容器242，从而提供另外的输入电容。通过添加栅极电容器242的另外的电容，单一模式期间的输入阻抗更紧密地匹配分离模式期间的输入阻抗。因此，在单一模式期间栅极开关244和源极开关235都闭合的情况下，输入阻抗将非常接近地匹配分离模式期间呈现的输入阻抗(在分离模式期间，两个开关244、235都被打开)。在单一模式下，栅极开关244和源极开关235闭合。在分离模式中，栅极开关244和源极开关235被打开。

此外，前端放大器200具有至少第一退变开关252，以在单一模式期间从第二LNA204断开退变部件诸如第一退变电感器238。在一些实施方式中，第二退变开关254被放置在第一FET 210的源极与第二退变部件诸如第二退变电感器236之间，以允许从LNA 400移除退变电感器236。因此，可以选择在单一模式期间移除哪个电感器236、238。本领域普通技术人员将清楚的是，两个退变开关252、254中的任一个可以被单独提供，或者两个开关252、254可以被一起提供。

当源极开关235闭合时，退变电感器236、238断开。因此，当源极开关235在分离模式期间打开时，每个LNA 202、204仅看到一个退变电感器236、238的电感，该一个退变电感器236、238耦合到与该LNA 202、204相关联的输入FET 210、214的相应源极。通过在单一模式下打开退变开关252、254中的一个，在单一模式下工作的激活的LNA 202、214在源极与地之间具有电感负载，该电感负载等于退变电感器236、238中的仅一个的电感，从而更紧密地匹配在分离模式期间呈现的电感。提供第二退变开关254提供了关于如下灵活性，无论哪个输出FET 208、212在单一模式期间被导通，就在激活的输入FET 210、214的源极处呈现哪个电感。

除了开关235、244、252、254之外，还提供了漏极开关260，以使输入FET 210的漏极端子能够在单一模式期间被耦合到输入FET 214的漏极端子。在没有漏极开关260的情况下在单一模式下工作的放大器中，输入FET 210、214之一的输入基本上没有被使用。闭合漏极开关260将两个输入FET 210、214并联放置。通过将两个输入FET 210、214并联放置，将没有使用的输入FET 210、214添加到前端放大器200的输入级的g_m(即跨导)。跨导是在漏极至源极电压恒定的情况下漏极电流的变化除以栅极至源极电压的微小变化。在这种情况下，漏极电流是通过每个输入FET 210、214的电流的总和(即，通过导电的FET 208、212的电流)。放大器的g_m的增加导致放大器的噪声系数的增加。转换频率为f_T≈g_m(2πC_gs)。因此，由于C_gs的值基本不变，所以转换频率(f_T)随着g_m的增加而增加。

当信号被发送到LNA 1输出端时，施加到FET 208的输入端216的LNA 1控制信号提供偏置以允许FET 208导电。施加到FET 212的输入端的LNA 2控制信号处于地电位，以防止FET 212导电。通过闭合漏极开关260，输入FET 214的漏极端子与输入FET 210并联导电，使流经FET 208的一些电流被分流。可以看出，由于两个输入FET 210、214都导电(假设漏极开关260的R_on相对较低，并且两个LNA 202、204基本相同)，所以基本上两倍的电流将流过FET208。在保持相同电流通过两个输入FET 210、214的同时使总电流消耗加倍，从而使有效输入器件f_T加倍。然而，输入FET 214需要另外的DC偏置电流以产生g_m，并且因此放大器200将在两个输入FET 210、214导通的情况下消耗更多的功率。输入FET 210、214的偏置可以被设置为优化f_T与功耗的关系。因此，放大器200在其操作上是灵活的，允许用户确定如何在单一模式下平衡功耗与噪声系数之间的折衷。

由于漏极开关260在分离模式期间是打开的(即不导电)，所以漏极开关260对分离模式下放大器200的操作具有最小的影响。由于LNA 202、204在共模下工作，所以C_off(漏极开关260在不导电时的电容)对正向信号的影响最小。然而，如果漏极开关260太大，那么该漏极开关可能对分离模式下的输出LNA输出1和LNA输出2的隔离产生消极影响。此外，大的漏极开关260增加了到基底的分流电容，放大器200的部件被制造在该基底上。分流电容的这样的增加可以增加来自共源共栅放大器的噪声贡献。因为对于绝缘体上硅(SOI)集成电路，增加的另外的分流电容通常相对较小，所以SOI集成电路系统的使用在某种程度上减轻了这种影响。

此外，漏极开关260的尺寸可以对噪声系数有影响。如果漏极开关260太小，则漏极开关260的R_on两端的DC电压降(即，当开关闭合时通过开关的电阻)导致输入FET 214两端的电压V_DS的降低。这导致效率更低的g_m，这将对噪声系数有消极影响。尽管如此，因为R_on是在g_m阶段之后出现的，所以R_on对噪声系数的贡献不是非常显著。

图3是具有源极分离LNA 202、204和漏极开关260的放大器300的另一实施方式的简化示意图。放大器300包括如下电阻，该电阻可以选择性地在每个输出负载匹配电路220、222中的电感器和电容器两端并联放置。在每个输出负载匹配电路220、222内，开关302、304与漏极电阻306、308在输出端口224、226之一的漏极端子与V_DD之间串联耦合。在单一模式下，由于当漏极开关260闭合时，输入FET 210、214被并联放置，所以放大器300的输出阻抗下降。打开开关302、304会通过移除穿过每个漏极电阻306、308的并联路径来增加电阻。

图4是示出通过使用漏极开关260达到的噪声系数的改善的曲线图。第一曲线402示出了在漏极开关打开的单一模式期间与从电压源V_DD汲取的每个水平的电流I_DD相关联的噪声系数(NF)。在图3所示的实施方式的情况下，电流I_DD是：(1)当LNA1控制信号被设置成使LNA1的输出FET 208导通时流过第一LNA 202的电流I_DD1和流过第二LNA 204的任何泄漏电流I_DD2；或者(2)当LNA2控制信号被设置成使LNA 2的输出FET 212导通时流过第二LNA 204的电流I_DD2和流过第一LNA 202的任何泄漏电流I_DD1。第二曲线404示出了在漏极开关闭合的单一模式下与从电压源V_DD汲取的每个水平的电流I_DD相关联的噪声系数。可以看出，在曲线402上的点406处——在该点处电流I_DD等于6mA——在漏极开关打开的情况下的噪声系数约为1.55dB。相比之下，在点408处，在漏极开关260闭合的情况下的噪声系数约为1.46dB。噪声系数的改善随着I_DD的增大而增加。在电流I_DD为16mA的情况下，漏极开关260打开时的噪声系数在点410处被显示为大约1.53dB。相比之下，点412处所示的漏极开关260闭合时的噪声系数约为1.23dB。应当注意的是，这些曲线是根据具有部件的标称值的放大器300绘制的，并且仅意味着给出可达到的改进的量的相对比例。包括具有特定值和特性的部件的放大器可能与这些数值不同。

图5是示出根据输入频率的噪声系数与电流I_DD之间的关系的图和表。示出了在从2GHz到3GHz的频率范围上绘制的四条曲线502、504、506、508。第一曲线502表示在从2GHz到3GHz的频率上漏极开关打开时等于9.1mA的电流I_DD。第二曲线504示出了在漏极开关260闭合的情况下，对于3.9mA的电流I_DD在整个频率范围内的噪声系数。第三曲线506示出了在漏极开关260闭合的情况下，对于7.59mA的电流I_DD在整个频率范围内的噪声系数。第四曲线508示出了在漏极开关260闭合的情况下，对于11.0mA的电流I_DD在整个频率范围内的噪声系数。可以看出，与漏极开关260打开时的9.1mA相比，在漏极开关260闭合的情况下，仅使用7.5mA的I_DD就可以达到将近相同的噪声系数。

根据所公开的方法和设备的一些实施方式，开关235、244、252、254、260、302、304可以根据通过引用并入本文的美国专利第6,804，502号(“502专利”)中提供的技术来制造，并且可以根据其他相关专利中公开的技术来制造。开关235、244、252、254、260、302、304中的一个或更多个的性能的另外改进可以通过实现美国专利第7,910,993号(“993专利”)中提供的技术来实现，并且可以通过实现其他相关专利中公开的技术来实现，该美国专利第7,910,993号通过引用并入本文。这样的高性能开关的使用降低了开关的非线性度，并且因此降低了这样的开关对接收机的性能的不利影响。然而，在许多实现方法中，可以使用具有如下性能特征(即，线性度、回波损耗、开关速度、易于集成等)的开关，所述性能特征不如根据‘502和‘993专利中公开的技术制造的开关的特性好。因此，可以使用一个或更多个晶体管——包括FET、双极结型晶体管(BJT)或任何其他半导体开关——的任何组合来实现上面公开的每个开关或一些开关。可替选地，开关可以通过机电或MEM(微机电系统)技术来实现。

此外，本领域技术人员将理解的是，开关235、244、252、254、260、302、304中的每一个都可以通过由LNA控制器217或其他这样的控制器根据放大器的操作模式(即，是在单一模式下还是在分离模式下)来选择每个开关的状态而生成的控制信号来控制。为了简化起见，这样的控制信号和到开关的输入没有在附图中示出，但是完全在本领域技术人员的理解范围内。

方法

图6是根据使用多于一个放大器来放大信号(例如，CA信号)的一个实施方式的方法的图示。信号被施加到放大器的输入[步骤601]。在一些实施方式中，信号包括第一和第二非相邻的信道。如果在定义的第一信道的频率范围的末端与定义的第二信道的频率范围的开始之间存在至少窄的频率范围，则第一信道和第二信道被认为是不相邻的。通常，在第一信道的末端与第二信道的开始之间的频率范围内定义至少第三信道。信道的频率范围通常由行业标准来定义，但在某些情况下，可以由一般用于接收信道上传输的信号的滤波器的3dB频率范围来定义。

该方法还包括在单一模式或分离模式之间进行选择[步骤603]。在一个实施方式中，通过使第一LNA 202中的输出FET 208导通并使第二LNA 204内的第二输出FET 121截止来进行单一模式与分离模式之间的选择，以选择单一模式[步骤605]。在一个这样的实施方式中，通过向耦合到输出FET诸如图2至图5所示的FET 208的栅极的第一控制输入端子216施加LNA控制信号来导通第一输出FET 208。通过向第二控制输入端子218施加LNA控制信号来使第二输出FET 212截止。类似地，通过将LNA控制信号施加到控制端子216、218以导通两个输出FET 208、212来进行分离模式的选择[步骤607]。

该方法还包括：在单一模式期间将第一LNA 202的输入FET诸如FET 210的源极与第二LNA 204的输入FET诸如FET 212的源极耦合[步骤609]，以及在分离模式期间使两个源极解耦[步骤611]。在一个这样的实施方式中，源极开关235在单一模式下闭合，并在分离模式下被打开。当源极开关235闭合时，其对输入FET 210、212的两个源极进行耦合。此外，漏极开关260在单一模式下闭合[步骤613]，并在分离模式期间被打开[步骤615]。

图7是包括在单一模式期间移除并联的漏极电阻306、308[步骤713]的方法的另一实施方式的图示。在一个实施方式中，通过打开开关302、304来移除漏极电阻。通过闭合开关302、304，在分离模式期间添加电阻306、308[步骤715]。一个这样的实施方式还包括选择漏极电阻的电阻值，使得输出阻抗在单一模式和分离模式期间基本相同。

制造技术和选项

对于本领域的普通技术人员来说应当明显的是，所要求保护的本发明的各种实施方式可以被实现以满足各种各样的规范。除非上面另有说明，否则合适的部件值的选择是设计选择的问题，并且所要求保护的本发明的各种实施方式可以以任何合适的IC技术(包括但不限于MOSFET和IGFET结构)或者以混合或分立的电路形式来实现。可以使用任何合适的基底和工艺——包括但不限于标准体硅、绝缘体上硅(SOI)、蓝宝石上硅(SOS)、GaNHEMT、GaAs pHEMT和MESFET技术——来制造集成电路实施方式。然而，在一些情况下，所要求保护的发明概念对于基于SOI的制造工艺(包括SOS)以及具有类似特征的制造工艺可能特别有用。

已经描述了要求保护的本发明的多个实施方式。应当理解的是，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种修改。例如，上面描述的一些步骤可以是顺序独立的，并且因此可以以与所描述的顺序不同的顺序来执行。此外，上述一些步骤可以是可选的。关于以上确认的方法所描述的各种活动可以以重复、串行或并行的方式来执行。应当理解的是，前面的描述旨在说明而不是限制所要求保护的本发明的范围，所要求保护的本发明的范围由所附权利要求的范围限定，并且其他实施方式在权利要求的范围内。