阅读说明：本技术 一种直线游标永磁电机无差拍控制方法 (Dead-beat control method for linear vernier permanent magnet motor ) 是由 唐红雨 赵文祥 杨真理 沙鸥 于 2020-05-06 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种直线游标永磁电机无差拍控制方法,在传统DTC控制的基础上,通过引入速度反步控制器取代传统速度环PI调节器,采用无差拍控制器取代电流环PI调节器,采用改进双采样双更新的SVPWM替代传统的SVPWM调制模块。根据多次仿真,本发明在保持传统DTC控制的基础上,能有效减小系统的超调量,并能有效降低系统的推力脉动,提高系统的动态性能。(The invention relates to a dead-beat control method for a linear vernier permanent magnet motor, which is characterized in that on the basis of the traditional DTC control, a speed backstepping controller is introduced to replace a traditional speed loop PI regulator, a dead-beat controller is adopted to replace a current loop PI regulator, and an improved double-sampling double-updating SVPWM is adopted to replace a traditional SVPWM modulation module. According to multiple times of simulation, the method can effectively reduce the overshoot of the system, effectively reduce the thrust pulsation of the system and improve the dynamic performance of the system on the basis of keeping the traditional DTC control.)

一种直线游标永磁电机无差拍控制方法

技术领域

本发明涉及直线游标永磁电机控制技术，具体是一种用于基于速度反步控制器的直线游标永磁电机无差拍控制方法，适用于长行程直线牵引设备。

背景技术

国民经济的飞速发展和城市化进程的快速推进，提高了人民的生活水平，但社会经济发展中不平衡、不协调问题依然突出。大量人口涌向城镇使得城市人口越来越多，城市数量不断攀升，城市交通拥堵问题也越来越突出。城市轨道交通以运量大、少污染、低能耗及快速准时等优点，已经成为解决城市交通问题的主要途径。

作为城市轨道交通工具的核心部件，车用牵引电机是保证机车安全可靠运行的关键技术，其研究也得到了相关领域学者的广泛关注。就技术层面而言，车用牵引电机主要可以采用旋转电机和直线电机这两种技术途径，旋转电机驱动需要依靠车轮和钢轨之间的粘着力，一定程度上限制了起动、加减速、爬坡及制动性能，且传动损耗和车辆噪声也较大，对车轮的高度有一定的要求，难以实现列车的轻量化和小型化。采用直线电机驱动的轨道交通系统，不需要中间能量变换装置就能把旋转运动转换成直线运动，具有能量转换效率高、噪声小、结构简单、爬坡能力强等显著优势，车辆可以获得更强的牵引与制动性能，且车辆运行平稳性。直线游标永磁(LVPM,Linear Vernier Permanent Magnet)电机是一种新型的特种电机，是在直线初级永磁电机基础上发展起来的电机，利用磁通切换原理工作，区别在于定子齿端不是一对永磁体而是若干对永磁体。该电机能够在低速时利用自身的游标效应产生较大的推力，因而在轨道交通等长行程领域得到较为广泛的应用。因此，研究适合于直线牵引用直线电机系统具有重要的科学、经济和社会实用价值。

直接转矩控制(direct torque control，DTC)是一种较成熟的控制策略，无需对被控模型进行解耦计算，具有动态性能较好、较好的鲁棒性、控制律不复杂等优点。直接转矩控制是将磁链和电磁转矩作为控制变量，利用简单的滞环比较器完成解耦控制，但转矩和磁链脉动大，可调节性差。LVPM电机系统是多变量、强耦合、非线性的复杂系统，传统的DTC控制性能不佳。在传统的速度环中一般采用PI调节器，但受制于逆变器电压的输出，直线游标永磁电机的推力、速度跟踪往往脉动大。当速度发生大的突变时，控制器输出会受到饱和限制，此时电机只能输出预设的最大推力，这就会造成积分饱和现象，起系统超调量大、稳定时间长。传统DTC对磁链和推力的控制采用电流滞环控制，一个周期只能作用单一的电压矢量，存在磁链和推力脉动大和逆变器开关频率不固定等问题。

无差拍直接转矩控制目标是让转矩和磁链在一个采样周期结束时与给定值的误差为零，具有较快的响应速度，在高速微处理芯片上易于实现。国内外学者对无差拍控制算法进行了研究与改进，一些学者从理论上设计了电机的磁链和转矩无差控制的最佳参考电压矢量，但增加了复杂性，求解状态变量的计算大，物理意义不明确。一些学者研究了在电压源逆变器输出电压受限条件下，无差拍直接转矩控制的设计与实现问题。一些学者为了减小延时并提高伺服系统电流环控制性能，提出了一种基于无差拍控制原理的永磁同步电机鲁棒预测电流控制算法。一些学者基于拉格朗日插值的无差拍预测控制算法，提出一种改进无差拍预测控制算法和新型的基于预测算法感应电机无差拍直接转矩控制方法。以上学者大多数是研究了异步电机的无差拍直接转矩控制方法，从理论上可以推导出转矩和定子磁链控制律，但实际采样周期受限，还不能满足在1个周期实现误差为零。

发明内容

本发明提供了一种直线游标永磁电机无差拍控制方法，用以解决直线游标永磁电机系统中采用传统速度环PI、电流环PI控制中存在的速度响应慢，推力脉动大的问题。

本发明提供了一种直线游标永磁电机无差拍控制方法，包括如下步骤：

步骤1：获取永磁直线电机的实际速度v，将实际速度v与给定速度v^*的差值Δv作为反步控制器的参数；获取永磁直线电机的系统扰动量作为另一反步控制器的参数；

步骤2：获取永磁直线电机的三相定子电流i_a、i_b、i_c，经坐标变换后得到电流分量i_α、i_β；获取永磁直线电机的三相定子相电压U_a、U_b、U_c，经坐标变换后得到电压分量u_α和u_β，根据电流分量、电压分量计算为两相静止坐标系下的参考磁链ψ_α、ψ_β；

步骤3：将电流分量再经坐标系变换后得到解耦后电流i_q和i_d，根据解耦后电流i_q和i_d计算实际推力F_e；

步骤4：通过反步控制律产生给定参考推力F_e ^*，计算给定参考推力F_e ^*与实际推力F_e的差值ΔF_e；将实际推力F_e经过PI调节器获得i_q ^*与d轴参考电流i_d ^*；

步骤5：将i_q ^*、i_d ^*、期望磁链与参考磁链之差作为无差拍控制器的输入参数，通过无差拍控制率运算得到给定参考电压u_d、u_q；

步骤6：将给定参考电压u_d、u_q进坐标系变换后得到参考电压矢量分量u_α1、u_β1；

步骤7：将参考电压矢量分量u_α1、u_β1输入至SVPWM调整模块，然后通过SVPWM调制模块发出开关频率固定的PWM信号给逆变器，驱动电机运行。

进一步地，所述坐标变换为三相/两相静止坐标变换；所述坐标系变换为两相静止/两相旋转坐标系变换。

进一步地，所述步骤2中根据电流分量、电压分量计算参考磁链的公式如下：

其中，ψ_α、ψ_β为两相静止坐标系下的磁链，ψ_s为参考磁链，R_s为定子电阻。

进一步地，根据解耦后电流i_q和i_d计算实际推力F_e的公式如下：

其中，F_e为电机电磁推力，v为电机实际速度，τ_s为LVPM电机定子极距，P_n为电机的极对数，ψ_f为永磁链，L_d、L_q为dq坐标系下电感的直轴分量和交轴分量，ω_r＝n_pπν/τ_s为电机动子磁链电角速度。

进一步地，所述步骤4中反步控制律为：

其中，F_e ^*为参考推力；e_v为定义速度误差，e_v＝v-v^*；F_L为负载阻力；M为电机的初级质量；B为摩擦系数；k为正常数；

进一步地，所述步骤5中通过无差拍控制率运算得到给定参考电压u_d、u_q的公式如下：

其中，T_s为采样周期，ω_r为电角速度。

进一步地，所述步骤7中SVPWM调整模块采用双采样双更新策略，即在每个周期开始和中间时刻进行本周期的采样时，同时把PWM更新到上个周期的指令中。

本发明的有益效果：

1.把双闭环电机系统的速度环改成了速度反步控制器，采用扩张状态观测器估计系统的扰动量，设计了控制律并经稳定性验证，得到推力F_e的参考量，提高了系统的抗干扰性和鲁棒性。

2.采用了无差拍控制器代替常规的电流环，根据当前时刻的磁链、电流计算下一时刻的电压、电流，给出了电压u_d、u_q的控制律，同时，设计了SVPWM调制模块双采样双更新策略，提高PWM波的实时性，整个策略可以使LVPM电机系统具有较好的动态性能和速度跟踪性能，能降低系统的超调量。

3.本发明同样适用于普通非初级永磁型直线永磁电机。

附图说明

通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：

图1为本发明系统框图；

图2为速度反步控制器结构图；

图3为三种PWM更新策略对比图；

图4为电压空间矢量分布图；

图5为动态性能仿真波形图；

图6为推力突变时仿真波形图

图7为不同方法下的磁链轨迹圆；

图8为速度突变时速度和推力的响应曲线图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1、2所示，位移传感器实时测量电机位移并求导后得到实际速度v，将实际速度v与给定速度v^*之差作为速度反步控制器的输入之一，把系统的负载看作是扰动量，通过扩张状态观测器ESO获得扰动量

作为速度反步控制器的另一输入，经过速度反步控制器的控制律运算产生参考推力F_e ^*；同时，三相定子电流、电压经三相/到两相静止坐标变换得到电流分量i_α、i_β、电压分量u_α、u_β，通过磁链估计算出ψ_s；然后再经两相静止/两相旋转坐标变换，得到电机解耦后电流i_q和i_d，通过推力估计计算出推力F_e，参考推力F_e ^*和实际推力F_e作差，经过PI调节器产生i_q ^*作为无差拍控制器的输入，给定的磁链期望值ψ_s ^*与参考磁链ψ_s之差作为无差拍控制器的输入，再加上电流i_q ^*、i_d ^*作为无差拍控制器的输入；在无差拍控制器中按照设计的电压控制律运算，得到电压u_q和u_d。再经两相旋转/两相静止坐标变换得到SVPWM调制模块的矢量控制电压u_α1和u_β1，在SVPWM调制模块中，采用的是双采样双更新的策略，可以减少采样的延时，产生PWM波形输出给逆变器，控制逆变器的输出电压，对电机的速度和推力实现更稳定、更准确地控制。

实施例的具体步骤如下：

步骤S1：利用位置传感器获取永磁直线电机位移s，并通过对电机位移s求导获得电机实际速度v，将实际速度v与给定速度v^*的差值Δv作为反步控制器的参数；通过扩展状态观测器获取永磁直线电机的系统扰动量作为另一反步控制器的参数；

步骤S2：通过霍尔传感器获取永磁直线电机的三相定子电流i_a、i_b、i_c，经三相/两相静止坐标变换后得到电流分量i_α、i_β；通过电压采集器获取母线电压U_dc，结合逆变器的开关状态S_a、S_b、S_c，分别计算永磁直线电机的三相定子相电压U_a、U_b、U_c，经三相/两相静止坐标变换后得到电压分量u_α和u_β，根据电流分量、电压分量计算参考磁链；

坐标变换公式如下：

磁链计算公式如下：

其中，ψ_α、ψ_β为两相静止坐标系下的磁链，ψ_s为参考磁链，R_s为定子电阻。

步骤3：将电流分量再经再经两相静止/两相旋转坐标系变换后得到解耦后电流i_q和i_d，具体公式如下：

其中，θ_r为d轴和α轴的夹角；

根据解耦后电流i_q和i_d计算实际推力F_e，具体公式如下：

其中，F_e为电机电磁推力，v为电机实际速度，τ_s为LVPM电机定子极距，P_n为电机的极对数，ψ_f为永磁链，L_d、L_q为dq坐标系下电感的直轴分量和交轴分量。ω_r＝n_pπν/τ_s为电机动子磁链电角速度。

步骤4：通过反步控制律产生给定参考推力反步控制率如下：

计算给定参考推力与实际推力F_e的差值ΔF_e；根据上述公式(1)，其中隐极式电机的L_d＝L_q，所以

将实际推力F_e经过PI调节器获得i_q ^*与d轴参考电流i_d ^*；

步骤5：将i_q ^*、i_d ^*、期望磁链与参考磁链之差作为无差拍控制器的输入参数，通过无差拍控制率运算得到给定参考电压u_d、u_q，具体公式如下：

步骤6：将给定参考电压u_d、u_q进坐标系变换后得到参考电压矢量分量u_α1、u_β1，具体公式如下：

步骤7：将参考电压矢量分量u_α、u_β输入至SVPWM调整模块，采用双采样双更新策略，如图3所示，本发明在每个周期开始和中间时刻进行本周期的采样时，同时把PWM更新到上个周期的指令中，故采样PWM更新算法总共延时时间不会超过0.75T_s。如图3的模式3部分所示，表1为三种更新模式的延时时间对比，

PWM更新模式	总延时	计算延时	PWM延时
				模式1	1.5T<sub>s</sub>	T<sub>s</sub>	0.5T<sub>s</sub>
模式2	T<sub>s</sub>	0.5T<sub>s</sub>	0.5T<sub>s</sub>
				模式3	0.75T<sub>s</sub>	0.5T<sub>s</sub>	0.25T<sub>s</sub>

表1

然后通过SVPWM调制模块发出开关频率固定的PWM信号给逆变器，驱动电机运行。以图4中的第二扇区为例，分析PWM信号调制和占空比，对于给定电压矢量幅值U_m，各个矢量输出矢量时间由计算如下：

为验证本发明的有效性，搭建了仿真模型，电机参数如下：定子绕组电阻R＝1.25Ω，极对数p_n＝2，L_d＝0.0851H，L_q＝0.0852H，永磁体磁链Ψ_f＝0.11Wb，极距τ＝0.00147m，粘滞摩擦系数B_v＝0.1N.s/m，电机初级质量M_r＝35kg，负载推力初始为F_l＝120N，额定电压U_N＝270V，额定电流I_N＝3.5A，额定速度ω_e＝1.5m/s。

图5(a1)-图5(a3)是采用本发明方法的速度突变时动态性能仿真图，图5(b1)-图5(b3)是采用PI方法的速度突变时动态性能仿真图，

以本发明方法为例说明，给定速度0.2m/s,当t＝0.1s时电机速度达到并稳定在0.2m/s；

在t＝0.2s时，给定速度突增到0.4m/s，电机速度快速跟随，在0.025s后，即t＝0.225s时达到0.4m/s；

在t＝0.4s时，给定速度突增到0.8m/s，电机速度快速跟随，在0.12s后，即t＝0.52s时达到0.8m/s；

在t＝0.6s时，给定速度突减到-0.2m/s，电机速度跟随，在0.15s后，即t＝0.75s时达到-0.2m/s；

在t＝0.8s时，给定速度由-0.2m/s突增到0.4m/s，经过0.12s后，即t＝0.82s时电机速度达到0.4m/s。

从图中可知，本发明方法的速度跟随性能比PI方法好，快速性更强。

如图6是推力动态性能仿真图，当t＝0.2s时给定负载推力由100N.m突增到150N.m，当t＝0.4s时给定负载推力由150N.m降到到100N.m，当t＝0.6s时给定负载推力由100N.m降到50N.m，当t＝0.8s时给定负载推力由50N.m突增到100N.m，每次推力突变时，电磁推力的响应时间大约为0.01s。

推力突增时，同时由于参考定子磁链ψ_s*通过MFPA(单位电流最大推力)给定，磁链幅值在推力增加时也相应的增大；当t＝0.6s时给定负载推力由100N突减到50N，同时由于参考定子磁链ψ_s*由MFPA给定，相应的磁链幅值也跟随推力的减小而减小。显然，仿真结果表明，本发明方法使系统具有较好的速度和推力动态性能。

图7为当速度为0.2m/s时，本发明方法和现有PI方法的磁链轨迹圆。从图7(a)本发明方法的磁链轨迹圆和图7(b)PI方法的磁链轨迹圆可以看出，由于受等效电容电压的影响，本发明方法的磁链圆脉动比PI方法的磁链圆脉动略大，但两种模式下磁链均跟随较好的圆形轨迹，表明本发明方法具有较好的磁链控制性能。

图8所示的条件为给定初始速度指令v*＝0.8m/s，在0.5s，速度增加为1m/s下的速度响应曲线、DTC控制方法推力响应曲线、本发明方法推力响应曲线。图8(a)是速度响应曲线，图8(a1)是图7(a)中A处的放大图，其中最上方的曲线是DTC控制方法的速度曲线，最下方的曲线是本发明方法的速度曲线，中间的直线是期望速度；图8(a2)是图8(a)中B处的放大图，其中最上方的曲线是DTC控制方法的速度曲线，中间的曲线是本发明方法的速度曲线，最下方的直线是期望速度。图8(b)是DTC控制方法的推力响应曲线，图8(c)是本发明方法的推力响应曲线。图8可以看出，相比传统DTC控制，本发明提出方法的速度阶跃和突变时响应略有加快，且超调量明显下降，阶跃响应的超调量从8％降为1％，突变时的超调量从2.5％降为1％。在阶跃响应瞬间，推力初始冲击力明显下降明显，从770N.m降到了500N.m，速度突变时，推力冲击力从330N.m降到了240N.m。说明本发明方法要好于DTC控制方法，系统的动态、快速性和抗干扰性等方面得到了提高。

虽然结合附图描述了本发明的实施例，但是本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下作出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。