阅读说明：本技术 一种预测直接功率控制方法 (Predictive direct power control method ) 是由 孟文新 张杭 张爱民 孙丰瑞 于 2020-05-18 设计创作，主要内容包括：本申请属于整流器控制技术领域,特别是涉及一种预测直接功率控制方法。常见的电流控制位基于前馈解耦的电压定向电流控制,需要进行PARK变换和PLL计算,计算复杂,且PI控制器的参数整定困难,受系统参数影响大。本申请提供了一种预测直接功率控制方法,建立整流器在两相静止坐标系的数学模型,获取所述整流器在两相静止坐标系的瞬时有功功率和瞬时无功功率；以瞬时有功功率和所述瞬时无功功率误差最小为原则设计指标函数,再以电网电压矢量作为基本控制矢量,推导出整流器参考电压矢量计算公式；采用空间矢量调制实现固定开关频率控制；同时采用内模控制对所述瞬时有功功率和所述瞬时无功功率进行修正。提高稳态时的输出波形质量。(The application belongs to the technical field of rectifier control, and particularly relates to a prediction direct power control method. The common current control bit is based on voltage-oriented current control of feedforward decoupling, PARK conversion and PLL calculation are needed, the calculation is complex, and parameter setting of a PI controller is difficult and is greatly influenced by system parameters. The application provides a direct power prediction control method, which comprises the steps of establishing a mathematical model of a rectifier in a two-phase static coordinate system, and obtaining instantaneous active power and instantaneous reactive power of the rectifier in the two-phase static coordinate system; designing an index function by using the minimum error of instantaneous active power and the instantaneous reactive power as a principle, and then using a power grid voltage vector as a basic control vector to deduce a rectifier reference voltage vector calculation formula; space vector modulation is adopted to realize fixed switching frequency control; and simultaneously correcting the instantaneous active power and the instantaneous reactive power by adopting internal model control. And the quality of an output waveform in a steady state is improved.)

一种预测直接功率控制方法

技术领域

本申请属于整流器控制技术领域，特别是涉及一种预测直接功率控制方法。

背景技术

VIENNA整流器作为一种三电平PWM(pulse width modulation,PWM)整流器相对于传统 两点平PWM整流器，具有功率密度高，器件应力低，输入电流谐波含量少等优点，相对于 传统的二极管箝位型、飞跨电容箝位型型三电平整流器，其拓扑结构更加简单，所需的功率 器件较少，无桥臂直通风险无需设置死去时间。因此，在一些大功率，高密度的场合，VIENNA 整流器是一种非常理想的拓扑。故近年来被广泛应用在电动汽车充电站和充电桩系统、航空 航天电源领域等。随着VIENNA整流器应用场合的多样化，对其静、动态性能要求越来越高， 这就对VIENNA整流器控制策略提出了新的要求

目前，应用在VIENNA整流器的控制方法主要有滞环控制、基于SVPWM的PI控制、 单周期控制、滑膜变结构控制等。滞环控制具有相应快速、鲁棒性好等优点，但它存在开关 频率不固定、线路之间的电流相互影响、负载变化影响开关频率等缺点。基于SVPWM的PI 控制方法反应速度慢，存在超调等缺点。

发明内容

1.要解决的技术问题

基于现有模型预测直接功率控制存在稳态时功率静差较大，导致稳态时，实际控制效果 较差，导致网侧输入电流谐波含量较大，系统功率因数较低的问题，本申请提供了一种预测 直接功率控制方法。

2.技术方案

为了达到上述的目的，本申请提供了一种预测直接功率控制方法，所述方法包括如下步 骤：

步骤1)：建立整流器在两相静止坐标系的数学模型，获取所述整流器在两相静止坐标 系的瞬时有功功率和瞬时无功功率；

步骤2)：以所述瞬时有功功率和所述瞬时无功功率误差最小为原则设计指标函数，再 以电网电压矢量作为基本控制矢量，推导出整流器参考电压矢量计算公式；

步骤3)：采用空间矢量调制实现模型预测直接功率控制；同时采用内模控制对所述瞬 时有功功率和所述瞬时无功功率进行修正。

本申请提供的另一种实施方式为：所述步骤1)中依据瞬时功率原理，得到所述整流器 在两相静止坐标系的瞬时有功功率和瞬时无功功率。

本申请提供的另一种实施方式为：所述步骤1)中所述数学模型为：

本申请提供的另一种实施方式为：所述整流器交流侧电流的数学模型为：

本申请提供的另一种实施方式为：所述步骤2)中采用预测模型，以所述瞬时有功功率 和所述瞬时无功功率误差最小为原则设计指标函数。

本申请提供的另一种实施方式为：所述步骤2)中所述指标函数为： F＝[p_ref-p(k+1)]²+[q_ref-q(k+1)]²

式中p_ref为瞬时有功功率的给定值，q_ref为瞬时无功功率的给定值，p(k+1)为修正前有功功率 的预测值；q(k+1)为修正前无功功率的预测值；k为第k个采样周期。

本申请提供的另一种实施方式为：所述步骤3)中包括延时补偿控制。

本申请提供的另一种实施方式为：所述步骤3)中采用内模控制包括将前k次采样周期 的的误差之和与第k+1次的预测值进行相加，从而对预测值进行修正，得到新的预测值。

本申请提供的另一种实施方式为：所述内模控制公式为：

式中m为调节系数。

本申请提供的另一种实施方式为：所述整流器为VIENNA整流器。

3.有益效果

与现有技术相比，本申请提供的一种预测直接功率控制方法的有益效果在于：

本申请提供的预测直接功率控制方法，提出一种带内模控制的模型预测直接功率控制。

本申请提供的预测直接功率控制方法，提出一种带内模控制三相VIENNA整流模型预测 直接功率控制策略。

本申请提供的预测直接功率控制方法，采用模型预测直接功率控制在两相静止坐标系进 行控制器设计，无需PARK变换和PLL计算，且控制器的设计不受系统参数影响，动态静态 性能更好。

本申请提供的预测直接功率控制方法，引入内模控制，解决了模型预测直接功率控制稳 态时功率跟踪误差较大的问题。两步预测法的引入解决了实际系统中控制延迟带来的控制误 差问题。

本申请提供的预测直接功率控制方法，无需同步旋转坐标变换和锁相环技术，在两相静 止坐标系下对整流器有功、无功功率进行独立控制，能够在电网不平衡、畸变、谐波含量较 大的情况下保持良好的控制效果，同时内模控制的引入，确保稳态时，能够无静差跟踪功率， 稳态效果更好。

附图说明

图1是本申请的三相VIENNA整流器拓扑结构示意图；

图2是本申请的三相VIENNA整流器等效电路图；

图3是本申请的有功功率内模修正框图；

图4是本申请的基于内模控制优化的模型预测直接功率控制框图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图对本申请的具体实施例进行详细地描述，依照这些详细的描述， 所属领域技术人员能够清楚地理解本申请，并能够实施本申请。在不违背本申请原理的情况 下，各个不同的实施例中的特征可以进行组合以获得新的实施方式，或者替代某些实施例中 的某些特征，获得其它优选的实施方式。

参考图1～4，本申请提供一种预测直接功率控制方法，所述方法包括如下步骤：

步骤1)：建立整流器在两相静止坐标系的数学模型，获取所述整流器在两相静止坐标 系的瞬时有功功率和瞬时无功功率；

步骤2)：以所述瞬时有功功率和所述瞬时无功功率误差最小为原则设计指标函数，再 以电网电压矢量作为基本控制矢量，推导出整流器参考电压矢量计算公式；

步骤3)：采用空间矢量调制实现模型预测直接功率控制；同时采用内模控制对所述瞬 时有功功率和所述瞬时无功功率进行修正。

进一步地，所述步骤1)中依据瞬时功率原理，得到所述整流器在两相静止坐标系的瞬 时有功功率和瞬时无功功率。

进一步地，所述步骤1)中所述数学模型为：

三相VIENNA整流器的拓扑结构图见图1。图1中e_k、i_k、L_k、R_k(k＝a,b,c)分别为 三相对称电网相电压、三相相电流、网侧滤波电感和等效线路阻抗；D_kp、D_kn(k＝a,b,c) 为快恢复二极管；S_k1、S_k2(k＝a,b,c)为半导体功率开关管，且S_k1、S_k2组成双向功率开关 管，能够实现电流的双向流动；C₁、C₂为直流母线滤波电容；R_L为直流侧负载电阻。图1中 的双向功率开关管可以等效成一个三开关选择器，图2为其等效电路图。

为了分析开关管的导通和关断，此处引入开关函数Si，S_i表示第I相的开关状态，开关 函数S_i表示如下：

式中I＝A,B,C，i＝a,b,c，将上述开关状态与等效电路图中的三个基本的状态量S_ip、S_io、S_in联 合起来表示为：

其中S_ip、S_io、S_in满足以下关系：

式中j＝p，o，n。

根据基尔霍夫电压定律(KVL)和图4，可以得到每相回路的电压方程式4。

式中U_AO、U_BO、U_CO为整流器整流桥桥臂到直流侧电容中点的电压；U_ON是电容中点到电网 中性点的电压。对式(4)进行变型可得：

在交流侧电源三相平衡的条件下，有三相电压之和为0，三相电流之和为0，即：

将式(5)的三个式子相加，可以求得：

又由图2可知：

则可以得到：

根据式(8)和式(9)可以得到：

依据基尔霍夫电流定律，对直流母线p点进行分析可得：

同样对n点分析可得：

对式(11)和式(12)进行整理可得：

对以上公式进行整理，可以得到Vienna整流器在abc三相静止坐标系下的数学模型如式

整理成标准矩阵方程式为式：

式中A＝diag[L,L,L,C₁,C₂]

X＝diag[i_a,i_b,i_c,U_dc1,U_dc2]

C＝diag[1,1,1,0,0]

E＝diag[e_a,e_b,e_c,0,0]

该数学模型是建立在三相静止坐标系下的，通过CLARK变换可以得到两相静止坐标系 下的三相VIENNA整流器数学模型为：

其中交流侧电流的数学模型为：

令整流器交流侧电压α轴的分量为u_α＝S_αpU_dc1-S_αnU_dc2，β轴分量为 u_β＝S_βpU_dc1-S_{β n}U_dc2，则式(17)可以简化为：

根据瞬时功率理论，系统交流侧的瞬时有功、无功功率可表示为：

对式(19)求导，可以得到瞬时功率变化率为：

在理想电网电压条件下，电压瞬时变化率为：

进一步地，所述整流器交流侧电流的数学模型为：

进一步地，所述步骤2)中采用预测模型，以所述瞬时有功功率和所述瞬时无功功率误 差最小为原则设计指标函数。

进一步地，所述步骤2)中所述指标函数为：F＝[p_ref-p(k+1)]²+[q_ref-q(k+1)]²式中p_ref为瞬时有功功率的给定值，q_ref为瞬时无功功率的给定值，p(k+1)为修正前有功功率 的预测值；q(k+1)为修正前无功功率的预测值；k为第k个采样周期。

模型预测直接功率原理

将式(18)和式(21)代入式(20)，整理可得

假设第k个采样周期中，有功、无功的导数值为A和B，即

用线性一阶方程式代替式(23)中的倒导数方程，可得每个开关周期结束时的有功、无 功功率预测值，即

该控制算法的目标是获得较为准确的整流器交流侧输出电压矢量(u_α、u_β)。为了达到 这个目标，根据模型预测控制原理，即在每一个控制周期结束时有功、无功功率的误差为最 小，故设计指标函数为：

F＝[p_ref-p(k+1)]²+[q_ref-q(k+1)]² (25)

式中p_ref、q_ref分别为有功、无功功率的给定值。p(k+1)为修正前有功功率的预测值；q(k+1) 为修正前无功功率的预测值；q_ref一般直接给定为0，p_ref有整流器直流电压PI控制器输出决 定。

进一步地，所述步骤3)中包括延时补偿控制。

在实际系统中，系统的采样、控制算法无法瞬时完成，存在一个采样周期的控制延迟， 也就是说在k个周期的电压矢量用在了k+1周期。虽然延迟的时间一般都比较短，但是如果 不对延时进行补偿的话，依然会大大降低系统的控制效果。为了消除这种延迟，本文引入了 两步预测法，即在式(25)中的值应该是p(k+2)、q(k+2)而不是p(k+1)、q(k+1)，故目标函数 应该改为：

F＝[p_ref-p(k+2)]²+[q_ref-q(k+2)]² (26)

将式(24)代入式(26)，可得

F＝[p_ref-p(k+1)-AT]²+[q_ref-q(k+1)-AT]² (27)

根据代数知识，为了得到最小功率误差，即指标函数最小，应令式(27)中整流器交流 输出电压u_α、u_β的偏导数同时为0。

令式(28)中各等式为0，整理方程可以推出整流器交流侧输出电压矢量(u_α、u_β)为：

式中ξ_p＝p_ref-p(k+1)，ξ_q＝q_ref-q(k+1)。各个变量均为第k个采样时刻对第k+1时刻的预测值。其中预测值中除了有功功率和无功功率之外，其余均可用二阶泰勒级数展开式 计算，本文以第k+1采样时刻的e_a为例：

e_α(k+1)＝1.75e_α(k)-e_α(k-1)+0.25e_α(k-2) (30)

进一步地，所述步骤3)中采用内模控制包括将前k次采样周期的的误差之和与第k+1 次的预测值进行相加，从而对预测值进行修正，得到新的预测值。

进一步地，所述内模控制公式为：

式中m为调节系数。

内模控制

当系统达到稳态时，p(k+1)＝p_ref、q(k+1)＝q_ref。而由式(27)和式(29)可知，当 功率偏差量等于0，控制器便不能准确的计算出目标电压矢量，因此功率误差的存在是控制器能够高效工作的必要条件，因此，本文将内模控制引入模型预测直接功率控制当中，对有功功率和无功功率的预测值进行修正。内模控制的原理为将前k次采样周期的的误差之和与 第k+1次的预测值进行相加，从而对预测值进行修正，得到新的预测值，该计算过程类似于 准积分效果，因而具有减小有功功率和无功功率静差的效果，从而提高稳态时的功率跟踪效 果。根据以上原理可以得到内模控制公式为：

式中，m为调节系数，常取为0.05。通过公式(31)可得有功功率内模修正框图为图3。 通过以上公式，得到模型预测直接功率控制的控制框图为图4。

进一步地，所述整流器为VIENNA整流器。

VIENNA整流器的控制方法按照控制对象不同可以划分成电流控制和功率控制，常见的 电流控制位基于前馈解耦的电压定向电流控制，该方法需要进行PARK变换和PLL计算，计 算复杂，且PI控制器的参数整定困难，受系统参数影响较大。

本申请通过MATLAB/SIMULINK仿真后证明该控制方法有着优越的动静态性能且能够 有效降低稳态时，功率跟踪静差。

尽管在上文中参考特定的实施例对本申请进行了描述，但是所属领域技术人员应当理解， 在本申请公开的原理和范围内，可以针对本申请公开的配置和细节做出许多修改。本申请的 保护范围由所附的权利要求来确定，并且权利要求意在涵盖权利要求中技术特征的等同物文 字意义或范围所包含的全部修改。