阅读说明：本技术 高压电源系统 (High-voltage power supply system ) 是由 伯恩特·瓦尔格伦 于 2018-10-09 设计创作，主要内容包括：披露了一种用于为静电除尘器ESP(10)供电的高压电源系统(1)。该系统具有被配置为生成第一AC电源电压和第二AC电源电压的AC电源电路(2)、以及连接在该AC电源电路与该ESP之间的两个电源电路(5,6)。这两个电源电路中的一个电源电路是被配置为对该第一AC电源电压进行变换并将其转换为用于该ESP的DC基电压的DC电源电路(5),而另一个电源电路是具有脉冲形成电路(12)的脉冲电源电路,该脉冲形成电路被配置为生成高压脉冲并将其转发到该ESP。该AC电源电路被配置为使得这些AC电源电压中的每一个都处于中频范围内,即处于100Hz至5000Hz的范围内。因此,提出了一种成本有效、重量轻且紧凑的高压电源系统。(A high voltage power supply system (1) for powering an electrostatic precipitator, ESP, (10) is disclosed. The system has an AC power supply circuit (2) configured to generate a first AC power supply voltage and a second AC power supply voltage, and two power supply circuits (5, 6) connected between the AC power supply circuit and the ESP. One of the two power supply circuits is a DC power supply circuit (5) configured to transform the first AC supply voltage and convert it to a DC base voltage for the ESP, while the other power supply circuit is a pulse power supply circuit with a pulse forming circuit (12) configured to generate and forward high voltage pulses to the ESP. The AC supply circuit is configured such that each of these AC supply voltages is in the mid-frequency range, i.e. in the range of 100Hz to 5000 Hz. Thus, a cost-effective, lightweight and compact high-voltage power supply system is proposed.)

高压电源系统

技术领域

本发明涉及电力工程领域，并且更具体地涉及适合于为静电除尘器(ESP)供电的电源领域。

背景技术

在工业过程中，静电除尘器(ESP)通常用于收集并去除气体流中的颗粒物质。例如，这些设备可以用于过滤燃煤发电厂、水泥厂、钢铁厂和垃圾焚烧厂的排放物中的颗粒。ESP之所以成为颗粒过滤/收集最常用的设备之一的一些原因是，它们可以在各种入口温度、压力、粉尘量和酸性气体条件下处理相对较大的气体量。此外，它们可以用于收集各种颗粒大小，并且可以在干燥状态和潮湿状态下进行收集。

顾名思义，ESP使用静电力将灰尘颗粒从气体流中分离出来。常规的ESP具有一组通常呈细线形式的放电电极/发射电极，这些细线在称为收集(collection)电极/收集(collecting)电极的大板之间均匀地间隔开，发射电极以高压进行充电，而收集电极通常接地、但是可以以相反极性的电压进行充电。通常，向发射电极施加负高压(通常是脉动的)直流电(DC)，从而产生负电场。简而言之，将流动的气体布置为穿过由发射电极提供的负电场，从而使固体颗粒带负电。带负电的颗粒随后被吸附到其所粘附到的收集电极上。通过摇动或敲打这些收集板，会释放大量积聚的“灰尘”，并使其在自身重量的作用下降落到布置在下方的集尘容器(料斗)中。更详细地，这个过程中存在其他步骤，比如雪崩倍增和次级发射以使气体分子电离，进而使这些固体颗粒电离，并导致带负电的颗粒受发射电极周围的负电场排斥并被强烈吸附到收集电极上的最终结果。

ESP中通常使用高压脉冲发生器，以便将电压脉冲叠加在DC电压上，并且从而提高颗粒分离或过滤的性能。脉冲宽度通常约为100μs，并且频率处于1至400脉冲/秒的范围内。可以通过改变系统中开关设备的脉冲重复频率同时保持施加到静电除尘器的电压电平来控制平均电流。以这种方式，可以消除或至少限制反电晕的产生以及与之相关的负面影响。

脉冲系统通常分为两大类，一类是基于(在次级侧)在高电势/电压下进行开关，另一类是被称为基于(在初级侧)在低电势下进行开关的脉冲变压器系统。在例如US 4,052,177、US 4,600,411和EP 1 652 586中可以找到后者(开关发生在初级侧)的示例，而EP 1293 253披露了一种高压开关(即开关发生在次级侧)的示例。

文献US 5,575,836披露了一种具有脉冲电源的集尘器。在这种情况下，开关12被布置在变压器10的次级侧。然而，很明显，开关不是在最终电压电平上进行的。相反，在US5,575,836中，需要脉冲变压器16将电压增大到最终电平。

然而，即使存在许多现有技术的解决方案，但仍然需要对现有技术进行进一步的改进，特别是在减少功率损耗、减小尺寸、成本、减小输出的电压纹波、和/或鲁棒性/可靠性方面进行改进。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种用于为静电除尘器供能的高压电源系统，从而在功率损耗、尺寸、成本、减小输出的电压纹波、和/或鲁棒性/可靠性方面减轻与当前已知系统相关联的所有或至少一些缺点。

此目标通过所附权利要求中限定的高压电源系统来实现。

在下文中，术语示例性应被理解为用作示例、实例或说明。

根据本发明的第一方面，提供了一种产生叠加在DC基电压上的高压脉冲、适合于为静电除尘器供电的电源系统。该高压电源系统包括：AC电源电路，该AC电源电路被配置为生成第一AC电源电压和第二AC电源电压；可连接在(即，被配置/适于连接到)该AC电源电路与该静电除尘器之间的DC电源电路，该DC电源电路包括第一变压器和第一整流器电路，用于对该第一AC电源电压进行变换并将其转换为DC基电压；以及可连接在该AC电源电路与该静电除尘器之间的脉冲电源电路。该脉冲电源电路包括：第二变压器和第二整流器电路，用于对该第二AC电源电压进行变换并将其转换为足以生成高压脉冲的DC脉冲电源电压；以及可连接在该第二整流器电路与该静电除尘器之间的脉冲形成电路，其中，该脉冲形成电路被配置为生成(和转发/供应)高压脉冲而无需附加的电压变换。更具体地，该AC电源电路被配置为使得该第一AC电源电压和该第二AC电源电压中的每一个的频率处于100Hz至5000Hz的范围内。

因此，提出了一种成本有效且紧凑的高压电源系统(也可以称为高压脉冲发生系统)。该系统特别适合于向气体流过滤应用中使用的静电除尘器供电。而且，与其他已知的常规系统相比，该电源系统更轻并且具有更低的功率损耗。

本发明基于以下认识：通过将高压开关装置与两个中频电源(100Hz至5000Hz)进行组合，可以实现脉冲单元箱(即DC电源电路和脉冲电源电路)中相对较低的功率损耗。更详细地，通过以中频AC电压对DC电源电路和脉冲电源电路的变压器进行馈电，由于更小的铁芯和更少的绕组匝数而降低了功率损耗，并且因此，在油箱(电路所在的位置)上需要更少的冷却法兰面积，从而使整个系统更轻且更小。而且，与低压开关(比如系统利用脉冲变压器)相比，高压开关具有更低的功率损耗。此外，与低频馈电(例如，50Hz)相比，整流输出上的输出纹波电压降低了。此外，对于线换向的DC电源，部分地或完全地减轻了在DC电源电路的高压侧上对平滑滤波器的需求。

此外，本发明人认识到，可以在受保护的室内环境中将AC电源电路的控制半导体(例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT))放置在控制柜中，并且可以经由电缆将所产生的中频AC电压供应到脉冲单元箱(其通常必须放置在室外)，由此降低了系统故障的风险和/或制造成本和复杂性。对于比如开关模式电源(SMPS)系统等更高频率的系统，通常必须将IGBT放置在脉冲形成电路的变压器附近并因此放置在室外环境中。

进一步地，根据本发明的示例性实施例，该AC电源电路包括被配置为将DC馈电电压转换为该第一AC电源电压的第一功率逆变器、被配置为将该DC馈电电压转换为该第二AC电源电压的第二功率逆变器，其中，该第一功率逆变器和该第二功率逆变器被配置为将该第一AC电源电压和该第二AC电源电压中的每一个的频率控制在100Hz至5000Hz的范围内。DC馈电电压可以例如通过连接到三相干线(例如，380V/480V，50Hz/60Hz)的三相整流器电路来产生。取决于预期应用的规格和需求，整流器电路可以不受控或受控，并且可以是半波或全波。例如，功率逆变器可以是使用半导体开关(例如，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))的全桥单相逆变器或半桥单相逆变器。由于负载是电感负载(变压器)，因此功率逆变器可以进一步包括跨每个半导体开关(与之并联)连接的反并联二极管或反馈整流器，以便在开关关断期间为峰值电感负载电流提供路径。常规地，这些反并联二极管集成在半导体封装中。

进一步地，根据本发明的另一示例性实施例，该脉冲形成电路包括：跨该第二整流器电路连接的储存电容器；与该储存电容器串联连接的第一串联电感和耦合电容器，该第一串联电感和该耦合电容器相对于该储存电容器朝向该静电除尘器连接在下游；以及连接在该储存电容器与该第一串联电感之间的高压开关电路。此外，该高压开关电路包括至少一个晶闸管以及与该至少一个晶闸管反并联连接的至少一个二极管。

在使用中，通过闭合高压开关电路的开关来形成微脉冲，由此通过储存电容器、串联电感、耦合电容器和ESP(可以被近似为电容负载)形成振荡电路(或谐振电路)，从而引起ESP上的电压快速升高以及储存电容器两端的相应压降。随后，电流改变方向并且ESP上的电压降低(降至由DC电源电路供应的电压电平)，并且储存电容器再次充电至大约由第二整流器电路输出的电平，从而完成一个振荡周期。优选地，对该高压开关电路进行控制，以生成频率为2至200Hz(比如50Hz、100Hz或150Hz)的脉冲。开关可以通过合适的激发电路(ignition circuit)来控制，该激发电路连接到例如用作该高压开关电路中的(多个)开关元件的晶闸管或晶闸管链。

该耦合电容器更具体地被布置在该第一串联电感与该DC电源电路(其向ESP提供DC基电压)的连接节点之间，以便转发脉冲电压并将其添加到DC基电压之上并且还用于避免由脉冲电源引起DC电源发生短路。

更进一步地，根据本发明的另一示例性实施例，该脉冲形成电路包括与该高压开关电路和该储存电容器并联连接的辅助电路，该辅助电路连接在该高压开关电路与该第一串联电感之间，该辅助电路包括保护支路，该保护支路包括用于限制该高压开关电路两端的电压峰值的第一电阻和串联二极管。换言之，该保护支路的一个端子连接到该高压开关电路与该串联电感之间的节点/结，并且另一个端子接地。该串联二极管和电阻用于限制在该ESP中产生火花期间该高压开关电路两端的电压峰值。

仍进一步地，根据本发明的又一个实施例，该脉冲形成电路包括与该高压开关电路和该储存电容器并联连接的辅助电路，该辅助电路连接在该高压开关电路与该第一串联电感之间，该辅助电路包括恢复支路，该恢复支路包括用于在脉冲之间恢复耦合电容器的电荷的第二电阻和第二串联电感。换言之，该恢复支路的一个端子连接到该高压开关电路与该串联电感之间的节点/结，并且另一个端子接地。自然地，以上两个示例性实施例可以组合，并且该脉冲形成电路可以包括具有该保护支路和该恢复支路的辅助电路。为了提高将耦合电容器两端的电压恢复到与DC基电压相同的值的能力，该第二串联电感优选地被布置为具有范围在0.1亨利至10亨利、并且优选地高于1亨利的相对较高的电感值。

根据本发明的又一个示例性实施例，所述第一AC电源电压和所述第二AC电源电压中的每一个的频率处于200Hz至2000Hz(比如200Hz至600Hz)的范围内。在第一频率范围(200至2000Hz)内，实现输出电压纹波与变压器功率损耗之间的良好折衷。然而，对于大多数常规变压器设计而言，后一频率范围(200至600Hz)是优选的。

仍进一步地，根据本发明的另一示例性实施例，该高压电源系统进一步包括连接在所述第一功率逆变器与该DC电源电路的所述第一变压器之间的第一串联电容器、以及连接在所述第二功率逆变器与该脉冲电源电路的所述第二变压器之间的第二串联电容器。通过在变压器的初级侧添加电容器，形成了串联谐振电路，该串联谐振电路允许在AC电路中使用的任何半导体开关(例如，功率逆变器中的IGBT)以较低的电流大小断开，从而减小了IGBT上的应变并且还减小了输出电压纹波。更详细地，当电路中仅存在电感负载(变压器绕组)时，电路中的电流持续增大，直到被半导体开关切断为止(电流将具有锯齿形波形)。通过添加串联电容器，电路将形成串联谐振电路。在全功率下，整流后的电流然后将呈半波正弦曲线形状，由此半导体开关可以以较低的电流大小断开。此外，串联电容器保护变压器免受任何不期望的DC成分(例如，在错误控制的情况下)的影响，这些不期望的DC成分可能会导致初级饱和电流较高的问题。

进一步地，根据又一个示例性实施例，第一AC电源电压的频率高于第二AC电源电压的频率。例如，转发到DC电源电路的AC电源电压(第一AC电源电压)可以具有400Hz的频率，并且转发到脉冲电源电路的AC电源电压(第二AC电源电压)的频率可以具有200Hz的频率。由于变压器的初级绕组的漏电感提供足够的电感并且从而减轻了对初级扼流圈的需求以使得可以省去初级扼流圈(对电路中噪声的一大贡献因素)，因此可以通过使用范围在400到700Hz之间的频率来减少不期望的声音噪声。自然地，在本发明的其他示例实施例中，这两个频率可以相同。

下面将参考下文描述的实施例进一步阐明本发明的这些和其他特征。

附图说明

出于例示的目的，下面将参考附图中展示的实施例更详细地描述本发明，在附图中：

图1展示了根据本发明实施例的用于为静电除尘器供电的高压电源系统的示意性框图；

图2展示了根据本发明实施例的用于为静电除尘器供电的高压电源系统的示意性电路表示；

图3A展示了根据本发明实施例的表示在振荡周期期间脉冲形成电路的储存电容器两端的电压的示意性波形；

图3B展示了根据本发明实施例的表示在振荡周期期间脉冲电源电路中的并进入ESP中的电流的示意性波形；

图3C展示了根据本发明实施例的表示在振荡周期期间连接到高压电源系统的ESP上的电压的示意性波形。

图4是图2中的脉冲电源电路的替代性实施例的示意性框图。

具体实施方式

在以下详细描述中，将描述本发明的优选实施例。然而，应该理解，除非特别指出任何其他内容，否则不同实施例的特征在实施例之间是可互换的、并且可以按不同方式进行组合。尽管在以下描述中，阐述了许多具体细节以提供对本发明的更透彻的理解，但是对于本领域技术人员来说清楚的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，没有详细描述公知的结构或功能，以免模糊本发明。

图1是特别适合于为静电除尘器(ESP)10供电的高压(脉冲式)电源系统1的示意性框图。系统1可以分为两部分，即脉冲单元箱5、6以及控制柜2，其中，该控制柜可以被理解为可控制的AC电源电路，该AC电源电路被配置为生成到脉冲单元箱的电源电压，进而将该电源电压变换到合适的电平，从而为ESP10供电。更具体地，脉冲单元箱包括高压脉冲电源电路6和高压DC电源电路5，由此脉冲单元箱被布置为以2至200脉冲/秒、优选地100脉冲/秒的速率为叠加的高压微脉冲(大小在例如40kV至120kV的范围内)供应较高的DC基电压(例如，大小在20kV至150kV的范围内)。通常，施加到(ESP的)放电电极的电压为负极性，由此先前的电压范围可以被理解为对于DC基电压而言范围在-20kV至-150kV，并且对于微脉冲而言范围在-40kV至-120kV。

AC电源电路2被配置为分别为DC电源电路5和脉冲电源电路6生成第一AC电源电压和第二AC电源电压。AC电源电压的频率在中频范围内，即在100Hz到5000Hz之间、优选地在200Hz到2000Hz的范围内。通过使用这种布置(中频电源连同高压开关电路)，可以实现低损耗、减小的箱尺寸和重量、降低的制造成本等优点。此外，被配置为控制输出电压频率的AC电源电路2、以及更具体地为AC电源电路的半导体开关(例如，IGBT)可以在受保护的环境中被定位在控制柜内，这与使用AC馈电、利用更高频率的现有已知系统不同，所述现有的已知系统在相对恶劣的环境中必须放置在布置在室外的(多个)变压器附近。

图2是根据本发明的示例性实施例的高压电源系统1的示意性电路表示。参考该附图，将描述系统1的子单元及其功能方面的进一步细节。高压电源系统1包括AC电源电路2，该AC电源电路被配置为生成第一AC电源电压和第二AC电源电压。更详细地，AC电源电路2包括第一功率逆变器3和第二功率逆变器4，该第一功率逆变器和该第二功率逆变器被配置为将DC馈电电压分别转换为第一AC电源电压和第二AC电源电压。DC馈电电压是通过DC电源电路22生成的，该DC电源电路包括连接到AC干线(例如，380V/50Hz)的三相整流桥。自然地，在本领域技术人员的常识之内，存在用于向功率逆变器3、4提供合适的DC馈电电压的方式(例如，使用单相电源代替三相电源、将逆变器直接连接到DC源等)，并且因此为了简洁起见将被省略。

功率逆变器3、4中的每一个包括以全桥配置布置的一组IGBT以及跨每个晶体管连接的反并联二极管。然而，在高功率应用中通常使用的其他拓扑结构是可行的，比如半桥逆变器。即使所展示的示例中示出了IGBT，也可以应用其他半导体开关，比如MOSFET、BJT等。

进一步地，高压电源系统1具有连接到第一功率逆变器3的输出端的DC电源电路5。DC电源电路5包括第一变压器7和第一整流器电路8，用于对第一AC电源电压进行变换并将其转换为用于ESP 10的DC基电压(大小在20kV至150kV的范围内)。第一整流器电路8的负电极(即具有负电势U_B)连接到ESP的放电电极/发射电极，并且正电极接地。

此外，脉冲电源电路6连接在第二功率逆变器4的输出端与ESP 10之间，其中，该脉冲电源电路具有第二变压器9和第二整流器电路11，用于对第二AC电源电压进行变换并将其转换为DC脉冲电源电压(大小例如在40kV至120kV的范围内)。第二整流器电路12的正极端子接地，而第二整流器电路11的负极端子(具有负电势U_C)经由脉冲形成电路12中包括的多个部件23、24、27连接到ESP 10的放电电极/发射电极。脉冲形成电路12然后被配置为为ESP10生成高压脉冲(因此，这些脉冲被叠加在DC基电压U_B上)。

仍进一步地，系统1包括一对可选的串联电容器41、42，即连接在第一功率逆变器3与DC电源电路5的第一变压器7之间的第一串联电容器41、以及连接在第二功率逆变器3与脉冲电源电路6的第二变压器9之间的第二串联电容器。串联电容器41、42与变压器7、9的漏电感和任何潜在的初级扼流圈一起形成串联谐振电路，IGBT可以被控制的原因是以使其以较低的电流大小断开，从而减少了功率损耗并增加了IGBT的寿命。此外，通过采用串联电容器41、42可以降低输出纹波。

继续进行，脉冲电源电路6包括连接在第二整流器电路11与ESP 10之间的脉冲形成电路12。脉冲形成电路被配置为生成高压脉冲并将其转发到ESP 10。脉冲形成电路可以被配置为使得脉冲重复频率在2至200Hz的范围内，每个脉冲的脉冲宽度例如在50至150μs的范围内。脉冲重复频率通过连接到高压开关电路24的(多个)开关元件的控制电路或激发电路适当地控制，然而，这将在下文进行更详细的讨论。

脉冲形成电路12具有储存电容器21，该储存电容器与第二整流器电路11并联连接，即连接在第二整流器电路11的负极(输出)端子与正极端子之间，或者连接在第二整流器电路的负极端子与地之间。因此，储存电容器21两端的电压被充电到与第二整流器电路11的DC输出相同的电平(在这种情况下为U_C)。串联连接在储存电容器21的负极端子与ESP10之间的是第一串联电感23和高压开关电路24。高压开关电路24包括晶闸管25或晶闸管链与二极管26或二极管链的反并联耦合。换言之，(多个)晶闸管和(多个)二极管在彼此相反的导电方向上连接，以使得当(多个)晶闸管断开时一个或多个二极管能够对流向第二整流器电路11的电流具有阻断作用。使用部件链是为了能够应对电路中的高压而不会燃烧或破坏部件。

使用控制电路或触发(firing)电路(未示出)来以预定义频率触发(多个)晶闸管，以便单调地形成串联谐振电路，从而引起ESP上的电压V_ESP突然增大(即，放电电极的负电势增大)以及储存电容器21两端的电压V_C相应减小。以图3A和图3C中示出的波形对此进行了示意性展示，其中，图3A示出了随时间推移、以及更具体地在振荡周期期间储存电容器21两端的电压，并且图3C示出了在振荡周期期间ESP 10上的电压。此外，图3B展示了在振荡周期期间流过脉冲形成电路12并流入ESP 10中的电流。

返回到图2，脉冲形成电路12还具有耦合电容器27，该耦合电容器串联连接在第一串联电感23与ESP 10的放电电极之间。耦合电容器27辅助转发脉冲电压并将其添加到DC基电压之上，并且还减轻由脉冲电源6引起DC电源5发生短路的风险。

进一步地，脉冲形成电路12包括与高压开关电路24和储存电容器21并联连接的可选辅助电路30。换言之，辅助电路30的一个端子连接在高压开关电路24与第一串联电感23之间，并且另一个端子接地。这里，辅助电路30具有两个并联支路31、34，其中，每个支路的一个端子连接到高压开关电路24与第一串联电感23之间的节点，并且另一个端子接地。支路之一表示为保护支路31，该保护支路包括用于限制高压开关电路24两端的电压峰值的第一串联电阻33和串联二极管32。辅助电路30进一步具有可选的恢复支路34，该恢复支路包括用于在脉冲之间恢复耦合电容器27的电荷的第二串联电阻36和第二串联电感35。优选地，第二串联电感具有例如范围在0.1H至10H(比如1H)内的相对较高的电感值。

注意的是，辅助电路30的其他示例是可能的。特别地，辅助电路可以被简化，并且例如仅包括恢复支路，该恢复支路可以仅包括电感或仅包括电阻器。

图4示出了脉冲形成电路12’的替代性实施例。各部件与图2中的电路12中的部件基本上相同，但有些差异。

这里，整流器11连接以提供正电源电压。进一步地，储存电容器21’和高压开关电路24’已改变了位置，使得开关电路24与整流器11并联连接，即连接在整流输出之间。通过这种解决方案，整流器输出端与储存电容器21’之间需要附加阻抗28(这里是与电阻串联的电感)。

保护支路31和恢复支路34可以以与图2中相同的方式连接，即与储存电容器21’和开关电路24’并联连接。

尽管是参考本发明的具体例示性实施例描述了本发明，但是对于本领域技术人员而言，许多不同的改变、修改等将变得清楚。例如，功率逆变器3、4中的每一个可以通过整流器电路和DC链路电容器具有其自己的单独馈电。DC馈电电路22可以例如由单相AC而不是三相AC来供电。所披露实施例的这种和其他明显变化是本领域的技术人员在实践所要求保护的发明时通过学习附图、披露内容、以及所附权利要求可以理解并完成的。此外，在权利要求中，词语“包括”并不排除其他的要素或步骤，并且不定冠词“一(a)”或“一个(an)”并不排除复数。