阅读说明：本技术 一种包络跟踪电源 (Envelope tracking power supply ) 是由 李思臻 邵国强 余凯 吴锋霖 于 2020-06-10 设计创作，主要内容包括：本申请公开了一种包络跟踪电源,包络跟踪电源包括线性调节器和开关调节器,线性调节器包括多阈值比较器、第一数字控制电路和功率管单元,开关调节器包括第二数字控制电路、驱动电路、功率开关管单元和电感；第一数字控制电路的第一输入端连接多阈值比较器的第一输出端,第一输出端连接功率管单元的第一输入端,第二输出端连接第二数字控制电路的第一输入端；驱动电路的第一输入端连接第二数字控制电路的第一输出端,第一输出端连接功率开关管单元的第一输入端,功率开关管单元的第一输出端连接电感的输入端,解决了现有的包络跟踪电源在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器,增加了额外的功率损耗的技术问题。(The application discloses an envelope tracking power supply which comprises a linear regulator and a switching regulator, wherein the linear regulator comprises a multi-threshold comparator, a first digital control circuit and a power tube unit, and the switching regulator comprises a second digital control circuit, a driving circuit, a power switch tube unit and an inductor; the first input end of the first digital control circuit is connected with the first output end of the multi-threshold comparator, the first output end of the first digital control circuit is connected with the first input end of the power tube unit, and the second output end of the first digital control circuit is connected with the first input end of the second digital control circuit; the first input end of the driving circuit is connected with the first output end of the second digital control circuit, the first output end of the driving circuit is connected with the first input end of the power switch tube unit, and the first output end of the power switch tube unit is connected with the input end of the inductor, so that the technical problem that an extra power loss is increased as a current sampling circuit and a hysteresis comparator are arranged in a switching regulator of an existing envelope tracking power supply is solved.)

一种包络跟踪电源

技术领域

本申请涉及移动通信技术领域，尤其涉及一种包络跟踪电源。

背景技术

包络跟踪技术通过调节线性功率放大器的电源电压来跟踪射频信号的包络，使功率放大器尽可能长时间地处于附加功率效率(Power Added Efficiency，PAE)峰值附近，从而显著的提升功率回退区的线性功率放大器的效率。在包络跟踪技术中，用来调整功率放大器电源电压的调制器通常称为包络跟踪电源。包络跟踪电源是包络跟踪技术的核心，其性能直接影响整个包络跟踪功率放大器系统的性能。第一，包络跟踪电源本身应具有较高的效率。第二，包络跟踪电源应具有比射频输入信号包络更高的带宽，使其输出电压能很好地跟踪包络。第三，应尽可能减小包络跟踪电源的尺寸，从而更易于实现射频或毫米波前端系统的集成。

现有的包络跟踪电源由一个开关调节器和一个模拟线性调节器并联构成，由于在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，增加了额外的功率损耗。

发明内容

本申请提供了一种包络跟踪电源，用于解决现有的包络跟踪电源在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，增加了额外的功率损耗的技术问题。

有鉴于此，本申请提供了一种包络跟踪电源，所述包络跟踪电源包括线性调节器和开关调节器，所述线性调节器包括多阈值比较器、第一数字控制电路和功率管单元，所述开关调节器包括第二数字控制电路、驱动电路、功率开关管单元和电感；

所述第一数字控制电路的第一输入端连接所述多阈值比较器的第一输出端，第一输出端连接所述功率管单元的第一输入端，第二输出端连接所述第二数字控制电路的第一输入端；

所述驱动电路的第一输入端连接所述第二数字控制电路的第一输出端，第一输出端连接所述功率开关管单元的第一输入端；

所述功率开关管单元的第一输出端连接所述电感的输入端。

可选地，所述功率管单元包括若干列功率管；

每列所述功率管包括：MOS管MP_B1、MOS管MP_C、MOS管MN_C和MOS管MN_B1；

所述MOS管MP_B1的源极连接电源，漏极连接所述MOS管MP_C的源极；

所述MOS管MN_C的漏极连接所述MOS管MP_C的漏极，源极连接所述MOS管MN_B1的漏极；

所述MOS管MN_B1的源极接地；

每列所述MOS管MP_C的栅极和每列所述MOS管MN_C的栅极均与所述第一数字控制电路的第一输出端连接。

可选地，还包括MOS管MP_B0；

所述MOS管MP_B0与每一所述MOS管MP_B1构成第一电流镜；

所述MOS管MP_B0的源极连接电源；

所述MOS管MP_B1的栅极和所述MOS管MP_B0的栅极均与所述MOS管MP_B0的漏极连接。

可选地，还包括MOS管MN_B0；

所述MOS管MN_B0与每一所述MOS管MN_B1构成第二电流镜；

所述MOS管MN_B0的源极接地；

所述MOS管MN_B1的栅极和所述MOS管MN_B0的栅极均与所述MOS管MN_B0的漏极连接。

可选地，还包括电压电流转换电路；

所述电压电流转换电路、若干个所述第一电流镜和若干个所述第二电流镜组成偏置电流生成电路；

所述电压电流转换电路的第一输出端连接所述MOS管MP_B0的漏极，第二输出端连接所述MOS管MN_B0的漏极。

可选地，所述第二数字控制电路包括第一反相器和RS触发器。

可选地，所述功率开关管单元包括MOS管M_P和MOS管M_N；

所述MOS管M_P的栅极和所述MOS管M_N的栅极均与所述驱动电路的第一输出端连接；

所述MOS管M_P的源极连接电源；

所述MOS管M_N的源极接地，且所述MOS管M_N的漏极和所述MOS管M_P的漏极均与所述电感的输入端连接。

从以上技术方案可以看出，本申请具有以下优点：

本申请公开了一种包络跟踪电源，包络跟踪电源包括线性调节器和开关调节器，线性调节器包括多阈值比较器、第一数字控制电路和功率管单元，开关调节器包括第二数字控制电路、驱动电路、功率开关管单元和电感；第一数字控制电路的第一输入端连接多阈值比较器的第一输出端，第一输出端连接功率管单元的第一输入端，第二输出端连接第二数字控制电路的第一输入端；驱动电路的第一输入端连接第二数字控制电路的第一输出端，第一输出端连接功率开关管单元的第一输入端；功率开关管单元的第一输出端连接电感的输入端。

本申请通过多阈值比较器将输入包络电压和输出电压的差值与多个阈值进行比较，并通过第一数字控制电路得到控制功率管单元的多个数字控制信号，以控制功率管单元中的MOS管的导通和关断数量，从而可以控制包络跟踪电源的输出电压的大小，使得包络跟踪电源的输出电压近似等于输入包络电压，再利用第二数字控制电路根据第一数字控制电路输出的数字控制信号，控制功率开关管单元中开关管的导通和关断，以控制开关调节器的输出电流，不需要在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，简化了电路设计的同时降低功率损耗，从而解决了现有的包络跟踪电源在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，增加了额外的功率损耗的技术问题。

附图说明

图1为本申请实施例提供的现有的包络跟踪电源和线性功率放大器的连接示意图；

图2为本申请实施例提供的现有的线性调节器的电路结构示意图；

图3为申请实施例提供的现有的开关调节器的电路结构示意图；

图4为本申请实施例提供的一种包络跟踪电源和线性功率放大器的连接示意图；

图5为本申请实施例提供的线性调节器的电路结构示意图；

图6为本申请实施例提供的开关调节器的电路结构示意图；

图7为本申请实施例提供的线性调节器控制输出电压的流程示意图。

具体实施方式

如图1所示，为目前被广泛运用的包络跟踪电源电路。一个高效率的开关调节器和一个高带宽的模拟线性调节器并联为线性功率放大器供电，工作在电压负反馈模式下的模拟线性调节器用于保证输出包络信号的跟踪精度。模拟线性调节器的输出电流对开关调节器进行迟滞控制，从而控制电感的纹波电流，该电流反馈环路减小了模拟线性调节器提供的电流，使得现有的模拟线性调节器仅负责提供高频部分的包络功率和补偿开关调节器产生的噪声，现有的开关调节器负责提供低频部分的包络功率。如图2所示，为现有的模拟线性调节器的电路结构示意图，现有的模拟线性调节器包括运算跨导放大器，浮动栅偏置电路和CLASS AB输出级。如图3所示，为现有的开关调节器的电路结构示意图，通过采样模拟线性调节器的输出电流I_LA对开关调节器进行迟滞控制。随着调制信号带宽和峰均功率比(PAPR)的增加，该电路在信号跟踪精度和整体功耗优化方面存在不足。首先，为了跟踪高频部分的包络信号，模拟线性调节器需要具备高的带宽，这使得模拟线性调节器本身的功耗增加，降低了包络跟踪电源整体效率。同时，要保证具有高带宽的模拟线性调节器稳定工作，电路设计的难度增大，需要额外的频率补偿器件(Rc1,Rc2,Cc1,Cc2)。其次，模拟线性调节器需要具备大的输出电压摆率，则需要在输出级大功率管M15和M16的栅极提供大的驱动电流，从而使得模拟线性调节器的功耗增加，包络跟踪电源效率下降。另外，由于在开关调节器中设置了迟滞比较器和电流采样电路即采样电阻，增加了额外的功率损耗并进一步降低了包络跟踪电源整体效率。

有鉴于此，本申请实施例提供了一种包络跟踪电源，用于解决现有的包络跟踪电源在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，增加了额外的功率损耗的技术问题。

为使得本申请的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而非全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本申请保护的范围。

请参阅图4、图5和图6，本申请实施例提供了一种包络跟踪电源，包络跟踪电源包括线性调节器和开关调节器，线性调节器包括多阈值比较器、第一数字控制电路和功率管单元，开关调节器包括第二数字控制电路、驱动电路、功率开关管单元和电感；

第一数字控制电路的第一输入端连接多阈值比较器的第一输出端，第一输出端连接功率管单元的第一输入端，第二输出端连接第二数字控制电路的第一输入端；

驱动电路的第一输入端连接第二数字控制电路的第一输出端，第一输出端连接功率开关管单元的第一输入端；

功率开关管单元的第一输出端连接电感的输入端。

需要说明的是，线性调节器的输入信号为输入包络电压V_ENV，输出电压为V_OUT,输出电流为I_LA。输入信号V_ENV也为包络跟踪电源的输入信号，输出信号V_OUT也为包络跟踪电源的输出信号。本实施例中的多阈值比较器有N+1个正阈值，分别为V_th0、V_th1、...V_thN-1、V_thN，其中，V_th0<V_th1<...<V_thN-1<V_thN。多阈值比较器还有N+1个负阈值，分别为-V_th0、-V_th1、...-V_thN-1、-V_thN，其中-V_thN<-V_thN-1<...<-V_th1<-V_th0。多阈值比较器将输出电压V_OUT和输入包络电压V_ENV的差值与设定的多个阈值进行比较，当V_OUT-V_ENV<-V_thj时(其中-V_thj为第j个负阈值电压，并且0≤j≤N)，通过与多阈值比较器连接的第一数字控制电路输出数字控制信号，控制功率管单元中功率管的导通与关断；当V_OUT-V_ENV>V_thj时(其中V_thj为第j个正阈值电压，并且0≤j≤N)，通过第一数字控制电路输出数字控制信号，控制功率管单元中功率管的导通与关断，多阈值比较器将输出电压V_OUT和输入电压V_ENV的差值与多个设定于阈值进行比较，并输出比较结果，再通过数字控制电路产生数字控制信号以控制功率管单元中功率管导通的数量，从而可以控制线性调节器的输出电流I_LA的大小和输出电压V_OUT的大小。通过上述调节过程，可以实现线性调节器的输出电压V_OUT近似等于V_ENV，从而保证输出包络信号的跟踪精度。开关调节器的输入信号为第一数字控制电路产生的数字控制信号,输出电流为I_SW。第二数字控制电路根据第一数字控制电路输出的数字控制信号，输出信号V_PWM，并通过驱动电路控制功率开关管单元中的开关管的导通，以控制功率电感电流的大小，从而控制输出电流I_SW的大小。

本申请中包络跟踪电源由数字控制的线性调节器和数字控制的开关调节器并联组成，输入信号为输入包络电压V_ENV，输出电压为V_OUT，输出电流为I_OUT＝I_LA+I_SW。I_LA为线性调节器的输出电流，I_SW为开关调节器的输出电流。本申请中的线性调节器负责调节输出电压V_OUT，使其跟踪输入包络电压V_ENV，线性调节器与开关调节器并联为输出端负载供电，数字控制的开关调节器负责提供中、低频功率部分的电流，数字控制的线性调节器负责提供高频功率部分电流，从而可以同时实现带宽的提升和效率的优化。

本申请实施例通过多阈值比较器将输入包络电压和输出电压的差值与多个阈值进行比较，并通过第一数字控制电路得到控制功率管单元的多个数字控制信号，以控制功率管单元中的MOS管的导通和关断数量，从而可以控制包络跟踪电源的输出电压的大小，使得包络跟踪电源的输出电压近似等于输入包络电压，再利用第二数字控制电路根据第一数字控制电路输出的数字控制信号，控制功率开关管单元中开关管的导通和关断，以控制开关调节器的输出电流，不需要在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，简化了电路设计的同时降低功率损耗，从而解决了现有的包络跟踪电源在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，增加了额外的功率损耗的技术问题。

以上为本申请提供的一种包络跟踪电源的第一个实施例的详细说明，下面为本申请提供的一种包络跟踪电源的第二个实施例的详细说明。

请参阅图4、图5和图6，本申请实施例提供了一种包络跟踪电源，包络跟踪电源包括线性调节器和开关调节器，线性调节器包括多阈值比较器、第一数字控制电路和功率管单元，开关调节器包括第二数字控制电路、驱动电路、功率开关管单元和电感；

第一数字控制电路的第一输入端连接多阈值比较器的第一输出端，第一输出端连接功率管单元的第一输入端，第二输出端连接第二数字控制电路的第一输入端；

驱动电路的第一输入端连接第二数字控制电路的第一输出端，第一输出端连接功率开关管单元的第一输入端；

功率开关管单元的第一输出端连接电感的输入端。

需要说明的是，本实施例中的第二数字控制电路包括第一反相器和RS触发器。

进一步地，本实施例中的功率开关管单元包括MOS管M_P和MOS管M_N；

MOS管M_P的栅极和MOS管M_N的栅极均与驱动电路的第一输出端连接；

MOS管M_P的源极连接电源；

MOS管M_N的源极接地，且MOS管M_P的漏极和MOS管M_N的漏极均与电感的输入端连接。

进一步地，本申请实施例中的功率管单元包括若干列功率管；

每列功率管包括：MOS管MP_B1、MOS管MP_C、MOS管MN_C和MOS管MN_B1；

MOS管MP_B1的源极连接电源，漏极连接MOS管MP_C的源极；

MOS管MN_C的漏极连接MOS管MP_C的漏极，源极连接MOS管MN_B1的漏极；

MOS管MN_B1的源极接地；

每列MOS管MP_C的栅极和每列MOS管MN_C的栅极均与第一数字控制电路的第一输出端连接。

需要说明的是，本实施例中的功率管单元包括N+1列功率管，从第0列一直到第N列，且每列功率管均包括MOS管MP_B1、MOS管MP_C、MOS管MN_C和MOS管MN_B1。

多阈值比较器采集包络跟踪电源的输出电压V_OUT，并将输出电压V_OUT与输入包络电压V_ENV的差值和多个设定阈值相比较，得到比较结果，并通过第一数字控制电路产生分别控制N+1个PMOS功率管MP_C和N+1个NMOS功率管MN_C的N+1位数字控制信号V_P和N+1位数字控制信号V_N。当数字控制信号V_P[j]为“0”时，第j列PMOS功率管MP_C导通；当V_P[j]为“1”时，第j列PMOS功率管MP_C关断，当V_N[j]为“1”时，第j列NMOS功率管MN_C导通。V_N[j]为“0”时，第j列NMOS功率管MN_C关断，其中0≤j≤N。由于MP_C和MP_B1串联，MN_C和MN_B1串联，因此，MP_B1的导通与关断状态与MP_C相同，MN_B1的导通与关断状态与MN_C相同。多阈值比较器将输出电压V_OUT和输入包络电压V_ENV的差值与设定的多个阈值进行比较，通过第一数字控制电路产生多个数字控制信号，从而可以控制功率管单元中PMOS功率管和NMOS功率管的导通数量。随着PMOS功率管导通的数量增加，输出电流I_LA增大，从而使得输出电压V_OUT增大；随着NMOS功率管导通的数量增加,输出电流I_LA减小，从而使得输出电压V_OUT减小。

本申请实施例中的开关调节器的输入信号为线性调节器中的第一数字控制电路生成的数字控制信号V_P[0]和V_N[0],其中，[0]表示第0位。开关调节器的输出电流为I_SW。当V_P[0]＝0，开关调节器中的第二数字控制电路输出的V_PWM＝1，则功率开关管单元中的开关管M_P导通，功率电感电流增大，从而使得输出电流I_SW也增大；当V_N[0]＝1，开关调节器中的第二数字控制电路输出的V_PWM＝0，则功率开关管单元中的开关管M_N导通，功率电感电流减小，从而使得输出电流I_SW减小。另外，当VP[0]＝0时，由于功率管单元中第0列的PMOS功率管导通，则线性调节器的输出电流I_LA大于等于源电流I_{th_sc}；当V_N[0]＝1时，由于功率管单元中第0列的NMOS功率管导通，则线性调节器的输出电流I_LA小于等于-I_{th_sn}。因此，线性调节器中的第一数字控制电路生成的数字控制信号V_P[0和V_N[0]可以反映线性调节器输出电流I_LA的范围，无需在开关调节器中设置电流采样电路，而且，包括第一反相器和RS触发器的第二数字控制电路取代了传统开关调节器中的迟滞比较器，从而降低了功率损耗，提高了包络跟踪电源整体效率。

如图7所示，为线性调节器控制输出电压的流程示意图。当满足条件V_OUT-V_ENV<-V_thj时(其中-V_thj为第j个负阈值电压，并且0≤j≤N)，则通过第一数字控制电路输出数字控制信号V_P[j]＝0,此时第j列PMOS功率管导通，输出电流I_LA增加，输出电压V_OUT升高。当不满足时，第j列PMOS功率管关断；当满足条件V_OUT-V_ENV>V_thj时(其中V_thj为第j个正阈值电压，并且0≤j≤N)，则通过第一数字控制电路输出数字控制信号V_N[j]＝1,此时第j列NMOS功率管导通，输出电流I_LA减少，输出电压V_OUT降低，不满足时，第j列NMOS功率管关断。最终，通过上述调节过程，使得线性调节器的输出电压V_OUT近似等于输入包络电压V_ENV。

进一步地，本申请实施例还包括MOS管MP_B0；

MOS管MP_B0与每一个MOS管MP_B1构成一个第一电流镜；

MOS管MP_B0的源极连接电源；

MOS管MP_B1的栅极和MOS管MP_B0的栅极均与MOS管MP_B0的漏极连接。

进一步地，本申请实施例还包括MOS管MN_B0；

MOS管MN_B0与每一个MOS管MN_B1构成一个第二电流镜；

MOS管MN_B0的源极接地；

MOS管MN_B1的栅极和MOS管MN_B0的栅极均与MOS管MN_B0的漏极连接。

进一步地，本申请实施例还包括电压电流转换电路；

电压电流转换电路、若干个第一电流镜和若干个第二电流镜组成偏置电流生成电路；

电压电流转换电路的第一输出端连接MOS管MP_B0的漏极，第二输出端连接MOS管MN_B0的漏极。

需要说明的是，本实施例中的包括1个MP_B0和1个MN_B0，MOS管MP_B0和每个MOS管MP_B1组成一个第一电流镜，MOS管MN_B0和每个MOS管MN_B1组成一个第二电流镜。

可以理解的是，电压电流转换电路根据包络跟踪电源的输出电压V_OUT与输入包络电压V_ENV的差值产生源电流与沉电流，且源电流和沉电流可通过预置公式计算得到。

预置公式为：

I_{th_sc}＝I_{th_sn}＝I₀+|V_ENV-V_OUT|/R；

其中，I_{th_sc}为源电流，I_{th_sn}为沉电流，I₀为固定电流值，R为转换系数。

当输入包络电压和输出电压的差值变大时，源电流I_{th_sc}、沉电流I_{th_sn}也随之增大。通过第一电流镜将I_{th_sc}镜像到PMOS功率管MP_B1，通过第二电流镜将I_{th_sn}镜像到NMOS功率管MN_B1。当V_P[j]为低电平时，第j列PMOS功率管MP_B1、MP_C[导通，其上流过的电流等于I_{th_sc}；当V_N[j]为高电平时，第j列NMOS功率管MN_B1[j]、MN_C[j]导通，其上流过的电流等于I_{th_sn}。也就是说，每一列功率管上的电流由偏置电流生成电路产生，在输出电压V_OUT和输入包络电压V_ENV的差值较大时，产生的源电流I_{th_sc}或沉电流I_{th_sn}也更大,从而增加了功率管单元上的电流，提升了输出电压摆率，从而增加了包络跟踪电源对包络信号的跟踪精度。

本申请实施例提出的包络跟踪电源，其中线性调节器仍然是主要的耗能模块，本申请采用数字控制的线性调节器在实现带宽扩展的同时维持高效率，且通过多阈值比较器将输入包络电压和输出电压的差值与多个阈值进行比较，并通过第一数字控制电路得到控制功率管单元的多个数字控制信号，以控制功率管单元中的MOS管的导通和关断数量，从而可以控制包络跟踪电源的输出电压的大小，使得包络跟踪电源的输出电压近似等于输入包络电压，数字控制的线性调节器根据输出电压与输入包络电压的差值选择功率管单元中的PMOS管和NMOS管的导通和关断，分阶段增加或减小线性调节器的输出电流，从而实现输出电压的调整。再利用第二数字控制电路根据第一数字控制电路输出的数字控制信号，控制功率开关管单元中开关管的导通和关断，以控制开关调节器的输出电流，不需要在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，简化了电路设计的同时降低功率损耗，从而解决了现有的包络跟踪电源在开关调节器中设置电流采样电路和迟滞比较器，增加了额外的功率损耗的技术问题。

与现有的模拟线性调节器相比，本申请中的线性调节器具有以下优势：

1、输出电压具有更大的摆率；

2、由于本申请中的功率管单元具有较小的栅极电容，因此，同样功耗的情况下，可实现带宽更大；

3、在宽输出电流范围下，不需要复杂的频率补偿电路，保证输出端能够稳定工作。另外，功率管单元上的电流通过镜像偏置电流产生，根据输出电压和输入包络电压的差值动态调整偏置电流的大小，在输出电压和输入包络电压的差值较大时，通过电压电流转换电路产生较大的I_{th_sc}和I_{th_sn}，从而增加功率管单元上的电流，提升输出电压摆率，增加包络跟踪电源对包络信号的跟踪精度。

以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。