阅读说明：本技术 一种宽带低噪声高功率容限的准环形器 (Quasi-circulator with broadband, low noise and high power tolerance ) 是由 陈文� 舒一洋 邓至贤 钱慧珍 罗讯 于 2020-05-13 设计创作，主要内容包括：本申请公开了一种宽带低噪声高功率容限的准环形器,宽带180°混合网络的求和端口与准环形器的发射端电连接,求差端口与准环形器的接收端电连接,第一输入端口与双向同相级电路的第一端电连接,第二输入端口与非互易反相级电路的第一端电连接,双向同相级电路的第二端和非互易反相级电路的第二端均与天线电连接,阻抗平衡电阻的第一端分别与非互易反相级电路第一端与第二输入端口电连接,第二端接地。利用双向同相级和非互易反相级电路结合宽带180°混合网络和阻抗平衡电阻实现准环形器。不仅实现了天线端到发射端的反向隔离,还实现了接收路径无基本的3-dB路径损耗,进而在较宽频率范围内高的发射端功率容限和低的接收端噪声系数。(The application discloses quasi-circulator of broadband low noise high power tolerance, the port of summing of the 180 mixed network of broadband is connected with quasi-circulator's transmitting terminal electricity, the port of seeking difference is connected with quasi-circulator's receiving terminal electricity, first input port is connected with the first end electricity of two-way homophase class circuit, the second input port is connected with the first end electricity of non-reciprocal inverter class circuit, the second end of two-way homophase class circuit and the second end of non-reciprocal inverter class circuit all are connected with the antenna electricity, the first end of impedance balance resistance is connected with the second input port electricity with non-reciprocal inverter class circuit first end respectively, the second end ground connection. The quasi-circulator is realized by combining a broadband 180-degree hybrid network and an impedance balancing resistor by utilizing bidirectional in-phase stage and non-reciprocal anti-phase stage circuits. The reverse isolation from the antenna end to the transmitting end is realized, the no basic 3-dB path loss of a receiving path is realized, and the high power tolerance of the transmitting end and the low noise coefficient of the receiving end in a wide frequency range are realized.)

一种宽带低噪声高功率容限的准环形器

技术领域

本申请涉及准环形器技术领域，具体涉及一种宽带低噪声高功率容限的准环形器。

背景技术

随着现代无线通信中对高数据速率的不断增长的需求，近年来急剧需要和开发具有大容量的无线信道，同时需要提高信道的频谱利用率。在提高频谱利用率的各种技术中，引入了全双工系统以使频谱效率加倍。与频分双工或时分双工不同，这种全双工系统可以允许发射机(TX)和接收机(RX)同时以相同的频率工作。全双工收发器的关键挑战之一是从发射机发送的信号可以由其自身的接收机接收，这会引起自干扰。为了避免这种自干扰，发射机输出和接收机基带之间应该具有很高的隔离度。

微波环形器或准环形器是一个三端口器件，只允许信号在它的三个端口之间单向环行传输。准环形器作为在全双工系统中被广泛使用的核心部件，它具有将发射系统和接收系统连接和隔离的作用，使信号发射和信号接收共用一个天线，大大节省了系统尺寸和成本。准环形器的性能直接影响整个收发系统的质量，作为最常见的器件广泛应用于射频前端，单向放大器，单向移相器中。准环形器应用于全双工收发系统中，关键的是实现发射端口和接收端口之间高的隔离度，实现发射通道和接收通道两者各自完成其功能而不相互影响。同时，在较宽的工作频率范围内具有低的插入损耗，各端口之间良好的回波损耗性能，低的接收端噪声系数(NF)和高的发射端1dB压缩点(P_1dB)等仍然决定着系统的优秀操作性能。

如图1所示，提供了一种具有高收发隔离度的有源准环形器电路。这种结构利用晶体管的非互易性来实现准环形器的单向功能，并结合相位抵消的原理来实现准环形器的发射端和接收端的隔离，另外通过利用可变电容器实现了工作中心频率的可调。这种结构可以实现较宽频带内发射端口和接收端口的高隔离度。但是这种结构拥有相对较高的回波损耗，并且由于过多地使用晶体管，接收端噪声系数较大，以及由于利用功率放大器级来实现天线端到发射端的反向隔离，限制了其发射端的功率容限，即1dB压缩点(P_1dB)。图2和图3分别提供了采用单向放大器或隔离器和无源电路相结合的电路设计思想以实现设计灵活、性能优良的准环形器。包括基于无源Lange耦合器和放大器的准环形器电路(图2)、隔离器和无源功率分配器的准环形器电路(图3)。但是这种组合型准环形器存在无源器件引入的基本3-dB路径损耗，也使得接收路径的噪声系数较大，并且工作频率范围还需要进一步扩大。

因此，如何实现准环形器在宽的工作频率范围内接收端低的噪声系数和发射端高的功率容限是本领域亟待解决的技术问题。

发明内容

本申请为了解决上述技术问题，提出了如下技术方案：

第一方面，本申请实施例提供了一种宽带低噪声高功率容限的准环形器，包括：双向同相级电路、非互易反相级电路和宽带180°混合网络，所述宽带180°混合网络设置有求和端口、求差端口、第一输入端口和第二输入端口，所述求和端口与准环形器的发射端电连接，所述求差端口与所述准环形器的接收端电连接，所述第一输入端口与所述双向同相级电路的第一端电连接，所述第二输入端口与所述非互易反相级电路的第一端电连接，所述双向同相级电路的第二端和所述非互易反相级电路的第二端均与天线电连接，所述非互易反相级电路第一端与所述第二输入端口之间设置有阻抗平衡电阻，所述阻抗平衡电阻的第一端分别与所述非互易反相级电路第一端与所述第二输入端口电连接，所述阻抗平衡电阻的第二端接地。

采用上述实现方式，利用双向同相级和非互易反相级电路结合宽带180°混合网络和阻抗平衡电阻实现准环形器的架构。不仅实现了天线端到发射端的反向隔离，还实现了接收路径无基本的3-dB路径损耗，进而实现了在较宽频率范围内高的发射端功率容限和低的接收端噪声系数。

结合第一方面，在第一方面第一种可能的实现方式中，准环形器设置有外加电源，所述外加电源用于当所述双向同相级电路和非互易反相级电路接收的分配信号不相等时，用于为能量低的信号提供额外能量。

结合第一方面，在第一方面第二种可能的实现方式中，所述宽带180°混合网络为多层微带-槽线耦合结构的宽带180°混合网络，共栅级电路作为双向同相级电路，共源级电路作为非互易反相级电路。

结合第一方面第二种可能的实现方式，在第一方面第三种可能的实现方式中，在所述多层微带-槽线耦合结构的宽带180°混合网络中所述求和端口、所述第一输入端口和所述第二输入端口位于结构的顶层，所述求差端口位于结构的底层，顶层与底层之间为接地层，所述接地层上刻蚀有槽线。

结合第一方面第二种可能的实现方式，在第一方面第四种可能的实现方式中，所述共栅级电路包括第一电容、第二电容、第一电阻、第二电阻、第一电感、第二电感和第一MOS管，所述第一电容的第一端与天线电连接，所述第一电容的第二端分别与所述第一电感的第一端和所述第一MOS管的源极电连接，所述第一电感的第二端接地，所述第一MOS管的栅极与所述第一电阻的第一端电连接，所述第一电阻的第二端与第一内部电源电连接，所述第一MOS管的漏极分别与所述第二电感的第一端和所述第二电容的第一端接地，所述第二电容的第二端与所述第一输入端口电连接，所述第二电阻的两端分别与所述第二电感的第二端和第二内部电源电连接。

结合第一方面第二种可能的实现方式，在第一方面第五种可能的实现方式中，所述共源级电路包括：第三电容、第四电容、第三电阻、第四电阻、第二MOS管和第三电感，所述第三电容的第一端与天线电连接，所述第三电容的第二端分别与所述第三电阻的第一端和所述第二MOS管的栅极电连接，所述第三电阻的第二端与第三内部电源电连接，所述第二MOS管的源极与所述第四电阻的第一端电连接，所述第四电阻的第二端接地；所述第二MOS管的漏极分别与所述第三电感的第一端和所述第四电容的第一端电连接，所述第三电感的第二端与第四内部电源电连接，所述第四电容的第二端与所述第二输入端口电连接。

结合第一方面第四或五种可能的实现方式，在第一方面第六种可能的实现方式中，所述MOS管为NMOS晶体管或PMOS晶体管。

结合第一方面第六种可能的实现方式，在第一方面第七种可能的实现方式中，所述求差端口设置有第五电容，所述第五电容的第一端与所述求差端口电连接，所述第五电容的第二端接地。

结合第一方面第四或五种可能的实现方式，在第一方面第八种可能的实现方式中，电路中电阻为可变电阻，电容为可变电容。

结合第一方面，在第一方面第九种可能的实现方式中，所述阻抗平衡电阻为可变电阻。

附图说明

图1为传统技术中的有源准环形器电路结构示意图；

图2为传统技术中使用Lange耦合器和放大器的准环形器结构示意图；

图3为传统技术中使用隔离器和功率分配器的准环形器结构示意图；

图4为本申请实施例提供的准环形器的框架示意图；

图5为本申请实施例提供的准环形器的接收信号电压传输示意图；

图6为本申请实施例提供的准环形器的接收信号能量传输示意图；

图7为本申请实施例提供的一种宽带180°混合网络示意图；

图8为本申请实施例提供的一种准环形器的电路结构示意图；

图9为本申请实施例提供的准环形器的电路结构中共源级接法示意图；

图10为本申请实施例提供的准环形器电路的仿真结果图。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本实施例进行阐述。

图4为本申请实施例提供的准环形器的框架示意图，参见图4，本申请实施例提供的准环形器包括：双向同相级电路、非互易反相级电路和宽带180°混合网络。

所述宽带180°混合网络设置有求和端口、求差端口、第一输入端口和第二输入端口，所述求和端口与准环形器的发射端电连接，所述求差端口与所述准环形器的接收端电连接，所述第一输入端口与所述双向同相级电路的第一端电连接，所述第二输入端口与所述非互易反相级电路的第一端电连接，所述双向同相级电路的第二端和所述非互易反相级电路的第二端均与天线电连接，所述非互易反相级电路第一端与所述第二输入端口之间设置有阻抗平衡电阻，所述阻抗平衡电阻的第一端分别与所述非互易反相级电路第一端与所述第二输入端口电连接，所述阻抗平衡电阻的第二端接地。双向同相级电路具有使信号双向传输且不改变信号相位的特性，类似地，非互易反相级电路在这里使信号单向传输且相位发生翻转，而信号反向传输时是高阻态的。

准环形器中的宽带的180°混合网络用于实现准环形器收发端口之间的宽带隔离。其中180°混合网络的求和端口(1)与准环形器的发射端相连，求差端口(4)与准环形器的接收端相连，因为180°混合网络的求和端和求差端之间存在较高的隔离度，因此就实现了准环形器发射端和接收端之间的隔离。双向同相级电路和非互易反相级电路分别与天线端和宽带180°混合网络的第一输入端口(2)和第二输入端口(3)通过适当的匹配电路相连接。另外阻抗平衡电阻R₀连接在非互易反相级与180°混合网络之间用于调节准环形器收发端口之间的隔离度。

双向同相级与非互易反相级匹配地连接到180°混合网络，就能够实现天线端到发射端的单向隔离。如图5所示，接收路径中的信号在每个关键节点(即N₁，N₂，N₃，N₄，N₅和N₆)的电压示意图被描述了出来。来自天线(端口2)的信号分为两条路径，分别定义为接收路径1和接收路径2。

对于接收路径1，由于双向同相级电路的固有特性，在N₁和N₂处，接收信号是同相的。相反，由于非互易反相级的信号翻转特性，接收信号在接收路径2中的反向级的输出处相位反转，即在N₄和N₅处，接收信号的相位是相反的。因此，在输出节点N₂和N₅处，接收信号是反相的。通过对双向同相级和非互易反相级进行适当的阻抗匹配，以保证N₂和N₅处的信号幅度在操作频带内保持相同，即最后信号在这两级的输出处是差模的。

然后，由于信号从180°混合网络的第一输入端口(2)和第二输入端口(3)进入时，它们的和将在求和端口(1)形成，而在求差端口(4)处形成它们的差，所以最后在求和端口(1)处形成差模信号的和，而在求差端口(4)处形成差模信号的差。因此，来自天线端口的信号在发射端口被消除，即实现了天线端到发射端的单向隔离。由于没有在发射路径引入一个放大级来实现反向隔离，从而发射端的P_1dB在理论上没有受到限制，这解决了发射端功率容限不高的问题。

图6显示了该准环形器接收路径的信号能量传输示意图。接收路径中的信号能量在关键节点N1、N2、N3、N4、N5和N6的示意图被描述了出来，分别为P_RX,1、P_RX,2、P_RX,3、P_RX,4、P_RX,5、P_RX,6。为了实现准环形器天线端到发射端的单向隔离(P_RX,3＝0)，需要使节点N₂和N₅的接收信号能量相同(即P_RX,2＝P_RX,5)。

通过利用外加电源提供额外的能量使得非互易反相级具有增益(P_A)，结合天线端接收路径1的能量大于接收路径2的能量(P_RX,1>P_RX,4)的能量分配设计，满足P_RX,1×P_T＝P_RX,4×P_A的设计要求，就可以在实现准环形器天线端与发射端之间单向隔离的同时，实现接收路径中小于3dB的固有路径损耗，得到更好的接收通道性能。这样就解决了传统技术中的接收路径损耗较大，噪声系数较高的问题。

另外，阻抗平衡电阻R₀用来调节准环形器收发端口之间的隔离度，这是因为本结构中的双向同相级和非互易反相级的阻抗具有随频率变化而变化的非线性特性，因此为了得到准环形器的发射端和接收端之间在较宽频率范围内高的隔离度，可以将R₀设计为可调电阻，以满足不同频率下的很好应用。

参见图7，本申请实施例中采用多层微带-槽线耦合结构实现宽带180°混合网络，共栅级电路作为双向同相级电路，共源级电路作为非互易反相级电路。采用共栅级和共源级电路的另外一个优势是利用噪声抵消技术在准环形器的接收端实现共栅级晶体管的噪声抵消，更进一步地减小接收端的噪声系数，提升接收信号的质量。

采用共栅-共源级连接到180°混合网络，能够在实现天线端到发射端的反向隔离时同时消除接收路径中共栅级晶体管引入的噪声。对于接收路径1，由于共栅级拓扑结构的固有特性，在N₁和N₂处，共栅级晶体管产生的噪声是反相的。相反，由于共源级晶体管的信号翻转特性，共栅级的噪声在接收路径2中的共源级的输出处反转，即在N₄和N₅处，共栅级晶体管的噪声相位是相反的。因此，在共栅-共源级的输出端口节点N₂和N₅处，共栅级引入的噪声是同相的。通过对共栅共源级进行适当的阻抗匹配，以保证N₂和N₅处的信号幅度在操作频带内保持相同，即共栅级产生的噪声是共模的。

然后，由于信号从180°混合网络的第一输入端口(2)和第二输入端口(3)进入时，它们的和将在求和端口(1)形成，而在求差端口(4)处形成它们的差，所以最后在求差端口(4)处形成共模噪声的差。因此，共栅级引入的噪声和来自天线端口的信号分别在第二输入端口(3)(接收端口)和求和端口(1)(发射端口)被消除，即同时实现了低的接收端NF和天线到发射端的单向隔离。

图7所示的该实施例中的宽带180°混合网络可视为具有异相和同相功能的分配器或者组合器。其中求和端口(1)、第一输入端口(2)和第二输入端口(3)位于顶层，求差端口(4)位于底层，并且都是微带类型，中间层为地，并在地上刻蚀了槽线。工作于异相分配情形时，在微带的求差端口(4)发射信号，通过使用微带到槽线的转换耦合到地平面中的槽线。然后，信号沿着槽线传播，直到它使用另一个槽线到微带的转换耦合到第一输入端口(2)和第二输入端口(3)之间的微带线。由于槽线上下两端的电流是方向相反的，信号到达第一输入端口(2)和第二输入端口(3)时是幅度相同而相位相反的。工作于同向分配的情形时，信号来自于求和端口(1)，由于在T型结处被分成两个完全相同的路径，所以第一输入端口(2)和第二输入端口(3)的分频信号是幅度和相位都完全相同的信号。同理，当该180°混合网络作为组合器使用时，信号从第一输入端口(2)和第二输入端口(3)进入，两股信号在求差端口(4)相减，在求和端口(1)相加。

图8为本申请实施例提供的一种准环形器的电路结构示意图。其中双向同相级采用共栅级晶体管电路实现，其匹配电路的设计是为了得到良好的天线端口匹配和发射路径更小的损耗。非互易反向级采用带源极负反馈的共源级晶体管电路实现，其匹配电路的优化是为了得到优异的接收路径噪声性能和实现天线端到发射端的反向隔离。可通过调整阻抗平衡电阻R₀而得到更高的准环形器收发端口之间的隔离度。

进一步地，所述共栅级电路包括第一电容C1、第二电容C2、第一电阻R1、第二电阻R2、第一电感L1、第二电感L2和第一MOS管M1，所述第一电容C1的第一端与天线电连接，所述第一电容C1的第二端分别与所述第一电感L1的第一端和所述第一MOS管M1的源极电连接，所述第一电感L1的第二端接地，所述第一MOS管M1的栅极与所述第一电阻R1的第一端电连接，所述第一电阻R1的第二端与第一内部电源V_G1电连接，所述第一MOS管M1的漏极分别与所述第二电感L2的第一端和所述第二电容C2的第一端接地，所述第二电容C2的第二端与所述第一输入端口(2)电连接，所述第二电阻R2的两端分别与所述第二电感L2的第二端和第二内部电源V_D1电连接。

所述共源级电路包括：第三电容C3、第四电容C4、第三电阻R3、第四电阻R4、第二MOS管M2和第三电感L3，所述第三电容C3的第一端与天线电连接，所述第三电容C3的第二端分别与所述第三电阻R3的第一端和所述第二MOS管M2的栅极电连接，所述第三电阻R3的第二端与第三内部电源V_G2电连接，所述第二MOS管M2的源极与所述第四电阻R4的第一端电连接，所述第四电阻R4的第二端接地；所述第二MOS管M2的漏极分别与所述第三电感L3的第一端和所述第四电容C4的第一端电连接，所述第三电感L3的第二端与第四内部电源V_D2电连接，所述第四电容C4的第二端与所述第二输入端口(3)电连接。

所述求差端口设置有第五电容C5，所述第五电容C5的第一端与所述求差端口(4)电连接，所述第五电容C5的第二端接地。

本申请实施例中准环形器架构中的MOS管可以为NMOS晶体管也可以用PMOS晶体管，共源级接法可以采用图9所示接法，不同的接法所需的匹配电路不同，产生的效果也有不同。其中电阻可以设计为可变电阻，电容可以设计为可变电容，宽带180°混合结可以设计成由可调的微带线组成。

图10为本申请实施例一提供的准环形器电路的重要参数仿真结果。设计的宽频带准环形器的S参数和噪声系数仿真结果图。工作带宽为1.66～2.76GHz，相对工作频率范围为48.6％。准环形器的带内收发端口隔离度(S₃₁)为-17.7～-20.2dB，发射通道插入损耗(S₂₁)为-3.5～-4.7dB，接收通道插入损耗(S₃₂)为-0.8～-1.4dB，天线到发射端的反向隔离度(S₁₂)为-10.3～-12.7dB，接收端噪声系数(NF)为3.0～3.3dB。注意，此处工作带宽定义为各端口回波损耗均小于-10dB。从该宽频带准环形器的大信号响应仿真结果图，可见该准环形器的发射端输入1dB压缩点(IP_1dB)远大于30dBm，这里IP_1dB取输出功率比线性输出功率下降1dB时所对应的输入功率。仿真结果显示本设计的宽频带准环形器在带宽以及带内的噪声系数和P_1dB性能上具有一定的优势，缓解了现有技术在这些性能方面存在的不足。

由上述实施例可知，本申请实施例提供的宽带低噪声高功率容限的准环形器，利用双向同相级和非互易反相级电路结合宽带180°混合网络和阻抗平衡电阻R₀实现准环形器的架构。不仅实现了天线端到发射端的反向隔离，还实现了接收路径无基本的3-dB路径损耗，进而实现了在较宽频率范围内高的发射端功率容限和低的接收端噪声系数。

需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

当然，上述说明也并不仅限于上述举例，本申请未经描述的技术特征可以通过或采用现有技术实现，在此不再赘述；以上实施例及附图仅用于说明本申请的技术方案并非是对本申请的限制，如来替代，本申请仅结合并参照优选的实施方式进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，本技术领域的普通技术人员在本申请的实质范围内所做出的变化、改型、添加或替换都不脱离本申请的宗旨，也应属于本申请的权利要求保护范围。