混合开关电容转换器
阅读说明：本技术 混合开关电容转换器 (Hybrid switched capacitor converter ) 是由 C·雷纳 R·里佐拉蒂 O·威登鲍尔 于 2020-01-07 设计创作，主要内容包括：本公开涉及混合开关电容转换器。例如,一种电源系统包括开关电容转换器、变压器和电压转换器。开关电容转换器包括多个电容器。多个电容器在包括变压器的初级绕组的电路路径中被可控地切换,以将第一电压转换为第二电压。电压转换器将由开关电容转换器产生的第一电压转换成为负载供电的第二电压。(The present disclosure relates to hybrid switched-capacitor converters. For example, a power supply system includes a switched capacitor converter, a transformer, and a voltage converter. The switched-capacitor converter includes a plurality of capacitors. A plurality of capacitors are controllably switched in a circuit path including a primary winding of the transformer to convert the first voltage to a second voltage. The voltage converter converts a first voltage generated by the switched-capacitor converter into a second voltage supplied by the load.)
技术领域
本公开涉及电路领域，更具体地，涉及混合开关电容转换器。
背景技术
顾名思义，传统的开关电容DC-DC转换器将接收到的DC输入电压转换成DC输出电压。
在一种传统应用中，传统开关电容转换器的输入电压落在40VDC-60VDC之间的范围内。在这种情况下，对于所谓的4:1开关电容转换器，控制开关电容转换器中的开关以转移存储在电容器中的电荷，从而将输入电压(诸如48VDC)转换为输出电压(诸如12VDC)。换言之，传统的开关电容转换器可被配置为将48VDC电压转换为12VDC电压。
为了避免开关电容转换器中的所谓硬切换，开关电容转换器中的开关优选在其两端具有接近零的电压及流过其的接近零的电流时进行切换。
通过在开关电容转换器的每一级中放置与对应电容器串联的单独电感器，可以缓解传统开关电容转换器中不期望的硬切换。这导致共振(或半共振)开关转换器。这种开关电容转换器有时被称为开关箱转换器(switched tank converter，STC)。由电感器和电容器的串联连接形成的共振箱电路具有基于这些部件的电感和电容的相关联共振频率。
传统开关电容转换器中的开关在相应的共振频率下的切换产生所谓的零电流切换(ZCS)，这降低了切换损耗并提供了良好的功率转换效率。
发明内容
本公开包括观察到可提高传统开关电容转换器的功率转换效率。例如，为此，本文的实施例包括提供开关电容转换器的改进性能和相应输出电压的有效生成的新颖方式。
更具体地，根据一个实施例，一种装置(诸如电源)包括：开关电容转换器、变压器和电压转换器。开关电容转换器包括多个电容器，并且操作用于产生第一电压。变压器包括初级绕组和次级绕组。该装置的控制器可控制地切换包括初级绕组的相应电路路径中的多个电容器，以将第一电压转换为第二电压。电源的后续级(诸如电压转换器)耦合至变压器的次级绕组，并将第二电压转换为输出电压。
应注意，电源的一个或多个部件中的任何一个(诸如开关电容转换器、变压器、电压转换器、控制器等)可实施为硬件(诸如电路装置)、软件或者硬件和软件的组合。
在一个实施例中，电压转换器是整流器或者操作用于将第二输入电压转换为输出电压的其他合适的转换器电路。如前所讨论的，变压器可被配置为包括电感耦合至初级绕组的次级绕组。如果需要，次级绕组可被中心抽头，以从电压转换器产生输出电压。
根据进一步的实施例，如本文所述的电源包括跨变压器的初级绕组的节点连接的电感器。电感器提供开关电容转换器中的开关的零电压切换(ZVS)。附加地或备选地，应注意，零电压切换能力可由变压器的磁化电感提供。
根据又一些实施例，变压器的初级绕组包括第一节点和第二节点。开关电容转换器包括第一电容器(诸如第一飞跨电容器)和第二电容器(诸如第二飞跨电容器)。开关电容转换器还包括第一开关电路路径和第二开关电路路径。在一个实施例中，开关电容转换器的第一开关电路路径(包括第一电容器)从初级绕组的第一节点(在第一持续时间内)延伸到向开关电容转换器提供功率的输入电压源；第二开关电路路径(在第二持续时间内)从初级绕组的第二节点延伸到向开关电容转换器提供功率的输入电压源。第一开关电路路径和第二开关电路路径可以在不同时间激活以产生输入到变压器的电压。
本文进一步的实施例包括操作用于控制开关电容转换器和/或电压转换器的控制器。
作为更具体的示例，控制器操作用于在第一共振频率模式和第二共振频率模式之间切换开关电容转换器，其中：i)第一共振频率模式操作用于经由输入电压对第一电容充电并且通过初级绕组对第二电容放电，以及ii)第二共振频率模式操作用于经由输入电压对第二电容器充电并且通过初级绕组对第一电容器放电。
根据进一步的实施例，第一共振频率模式中的操作包括开关电容转换器中的第一开关的激活，第一开关的激活连接或创建包括串联的至少第一电容器和变压器的初级绕组的组合的电路路径；第二共振频率模式中的操作包括开关电容转换器中的第二开关的激活，连接组合的第二开关的激活或创建电路路径包括串联的至少第二电容器和变压器的初级绕组。
根据又一些实施例，控制器操作用于在可控地在不同电路路径中切换多个电容器的多个不同切换模式中的每一个期间在相同共振频率下操作开关电容转换器之间切换开关电容转换器。
根据更进一步的实施例，控制器操作用于调整切换不同的开关集合(诸如开关电容转换器中的第一开关和第二开关)的频率；频率的调整控制输出电压的幅度。为了在共振频率模式之间切换，控制器操作用于：i)在去激活第二开关的同时激活第一开关，以及ii)在去激活第一开关的同时激活第二开关。本文的进一步实施例包括没有开关被激活的所谓的死区时间。
以先前讨论的方式，第一共振频率模式中的操作包括第一开关的激活，导致第一电容器、变压器的初级绕组和第二电容器的组合的唯一连接。第二共振频率模式中的操作包括第一电容器、变压器的初级绕组和第二电容器的组合的唯一连接。
本文进一步的实施例实施开关电容转换器以包括耦合至变压器的初级绕组的多开关电路。多开关电路的每个支路可选地包括多个串联连接的开关。
在一个示例实施例中，开关电容转换器包括耦合至多开关电路的第一电容器和第二电容器。该装置还包括控制器，控制器操作用于在第一共振频率模式和第二共振频率模式之间切换开关电容转换器，其中：i)第一共振频率模式操作用于经由输入电压对第一电容器充电并且通过初级绕组对第二电容器放电，以及ii)第二共振频率模式操作用于经由输入电压对第二电容器充电并且通过初级绕组对第一电容器放电。
本文的实施例比传统技术有用。例如，与传统技术相比，包括开关电容转换器、变压器和电压转换器的新型电源提供将输入电压转换为相应输出电压的更高效率。这种实施例提供了生成相应输出电压的改进效率(更低的能量损失)。
下面更详细地公开这些和其他更具体的实施例。
应注意，本文讨论的任何资源可包括一个或多个计算机化设备、装置、硬件等，执行和/或支持本文公开的任何或所有方法操作。换言之，一个或多个计算机化设备或处理器可被编程和/或配置为如本文所解释地进行操作以执行本文所述的不同实施例。
本文的又一些其他实施例包括执行上文概述和下文详细公开的步骤和/或操作的软件程序。一个这样的实施例包括计算机程序产品，其包括其上对软件指令进行编码的非暂态计算机可读存储介质(即，任何计算机可读硬件存储介质)用于后续执行。当在具有处理器的计算机化设备(硬件)中执行时，指令编程和/或使处理器(硬件)执行本文公开的操作。这种布置通常提供为软件、代码、指令和/或在非暂态计算机可读存储介质(诸如光学介质(例如CD-ROM)、软盘、硬盘、记忆棒、存储设备等，或者其他介质(诸如一个或多个ROM、RAM、PROM等中的固件)上布置或编码的其他数据(例如，数据结构)或者提供为专用集成电路(ASIC)等。软件或固件或其他这种配置可安装在计算机化设备上，以使计算机化设备执行本文解释的技术。
因此，本文的实施例目的在于提供支持如本文所讨论的操作的方法、系统、计算机程序产品等。
一个实施例包括计算机可读存储介质和/或系统，其上存储有指令以便于生成输出电压来为负载供电。当被计算机处理器硬件执行时，指令使计算机处理器硬件(诸如一个或多个位于同一位置或不同位置的处理器设备或硬件)：可控地切换开关电容转换器中的多个电容器，多个电容器可控地在变压器的初级绕组的电路路径中切换，多个电容器的受控选择性切换将所述第一电压转换为第二电压；经由变压器将所述第一电压转换为第二电压；以及控制电压转换器以将由变压器产生的第二电压转换成为负载供电的输出电压。
为了清楚，添加了上述步骤的顺序。应注意，本文讨论的任何处理步骤可以任何合适的顺序执行。
本公开的其他实施例包括软件程序和/或相应硬件，以执行上文概述和下文详细公开的方法实施例步骤和操作中的任一个。
应当理解，本文讨论的系统、方法、装置、计算机可读存储介质上的指令等也可以严格地实施为软件程序、固件、软件、硬件和/或固件的混合、或者仅硬件(诸如在处理器(硬件或软件)内或操作系统内或软件应用程序内)。
还应注意，尽管本文讨论的实施例适用于控制开关电容转换器的操作，但本文公开的概念可有利地应用于任何其它合适的电压转换器拓扑。
另外，应注意，尽管本文的不同特征、技术、配置等中的每一个可在本公开的不同地方进行讨论，但在适当的情况下，可以选择地彼此独立地或彼此组合地执行每个概念。因此，本文描述的一项或多项发明可以许多不同的方式实施和观测。
另外，应注意，本文对实施例的初步讨论(发明内容)并不是有意地指定本公开或所要求保护发明的每个实施例和/或增量新颖方面。相反，这种简要描述仅呈现一般实施例和相对于传统技术的对应新颖点。对于本发明的附加细节和/或可能的观点(排列)，读者被引导到下面进一步讨论的本公开的具体实施例部分(其是实施例的摘要)和相对应附图。
附图说明
图1是示出根据本文实施例的包括开关电容转换器的电源的示例图。
图2是示出根据本文实施例的控制器以及包括开关电容转换器、变压器和电压转换器的电源的更详细再现的示例图。
图3是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的信号的示例时序图。
图4是示出根据本文实施例的输出信号的时序图的示例图。
图5是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第一模式的示例图。
图6是示出根据本文实施例的电源中的开关的死区时间或去激活的示例图。
图7是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第二模式的示例图。
图8是示出根据本文实施例的电源中的开关的死区时间或去激活的示例图。
图9是示出根据本文实施例的第一操作模式(图5)的电路等效的示例图。
图10是示出根据本文实施例的第二操作模式(图7)的电路等效的示例图。
图11是示出根据本文实施例的电压转换器的实施方式的示例图。
图12是示出根据本文实施例的包括多开关电路的开关电容转换器的实施方式的示例图。
图13是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第一模式的示例图。
图14是示出根据本文实施例的开关电容转换器和电压转换器中的开关的死区时间或去激活的示例图。
图15是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第二模式的示例图。
图16是示出根据本文实施例的开关电容转换器和电压转换器中的开关的死区时间或去激活的示例图。
图17是示出根据本文实施例的用于执行一个或多个操作的计算机架构的示例图。
图18是示出根据本文实施例的一般方法的示例图。
本文实施例的前述和其它目的、特征和优点将从附图所示的以下更具体的描述中明白，附图中类似的参考标号在不同附图中表示相同的部分。附图不一定按比例绘制，而是重点在于示出实施例、原理、概念等。
具体实施方式
根据一个实施例，如本文进一步讨论的，诸如电源系统的装置包括开关电容转换器、变压器和电压转换器。开关电容转换器包括多个电容器。多个电容器在包括变压器的初级绕组的电路路径中被可控地切换，以将第一电压转换为第二电压。电压转换器将由开关电容转换器产生的第一电压转换成为负载供电的第二电压。
如本文所述的电源提供了输入电压到为负载供电的输出电压的更高的效率转换。
现在，更具体地，图1是示出根据本文实施例的包括开关电容转换器的电源的示例图。
如本示例实施例所示，电源100(诸如装置、电子设备等)包括控制器110、开关电容转换器150、变压器160和电压转换器170。
应注意，这里描述的每个源都可以适当的方式实例化。例如，控制器110、开关电容转换器150、变压器160和电压转换器170等中的每一个可被实例化为或包括硬件(诸如电路装置)、软件(被执行指令)或者硬件和软件资源的组合。
在操作期间，控制器110产生控制信号105(诸如一个或多个脉宽调制信号)，其控制开关电容转换器150中的相应控制开关的状态。
如进一步所示，开关电容转换器150接收输入电压120(Vin，诸如DC输入电压)并将其转换为第一电压121。变压器160包括初级绕组161和次级绕组162。次级绕组电感耦合至初级绕组。
如本文进一步讨论的，电源100的控制器110在包括变压器160的初级绕组161的相应电路路径中可控地切换多个电容器，以将输入电压转换为第一电压121。
还应注意，电压转换器170耦合至变压器160的次级绕组162并接收第二电压122。电压转换器170将第二电压122转换成为负载118供电的输出电压123。
图2是示出根据本文实施例的开关电容转换器的示例图。
如图所示，电源100包括电压源Vin、开关电容转换器150、变压器160和电压转换器170。
开关电容转换器150(诸如硬件、电路装置等的装置)包括多个开关Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6。此外，开关电容转换器150包括多个电路部件，包括电感器Lzvs、电容器Cres1和电容器Cres2。
在该实施例中，开关Q1的漏极节点(D)和开关Q4的漏极节点(D)连接至输入电压源Vin。
此外，开关Q1的源极节点(S)耦合至开关Q2的漏极节点(D)(节点213)。开关Q4的源极节点(S)耦合至开关Q5的漏极节点(D)(节点214)。开关Q2的源极节点(S)耦合至节点211。开关Q5的源极节点(S)耦合至节点212。
电容器Cres1连接在节点213和节点212之间。电容器Cres2连接在节点214和节点211之间。
电感器Lzvs与初级绕组161并联耦合，并且设置在节点211和212之间。
如进一步所示，变压器160包括初级绕组161(诸如N1匝)和次级绕组162。与初级绕组161和/或次级绕组162相关联的绕组的数量可根据实施例而变化。
在该示例实施例中，次级绕组162包括第一次级绕组162-1(N2匝)和第二次级绕组162-2(N2匝)。根据进一步的实施例，应注意，次级绕组可以是单个绕组。
如图所示，开关Q3的漏极(D)连接至节点211；开关Q3的源极(S)连接至地。开关Q6的漏极(D)连接至节点212；开关Q6的源极(S)连接至地。
电压转换器170包括开关Q7和Q8。如进一步所示，开关Q7的漏极(D)连接至第一次级绕组162-1；开关Q8的漏极(D)连接至第二次级绕组162-2。次级绕组162的中心抽头输出电流Iout并产生输出电压123以驱动负载118。
在一个实施例中，输出电压123的幅度是Vin/8。因此，如果Vin＝48VDC，则输出电压123的幅度为6伏。然而，如本文所讨论的，可调整电源100中的部件的设置以产生任何合适值的输出电压123(Vout)。通常，输出电压123，Vout＝Vin*(N2/(2*N1))，其中，N1＝初级绕组上的匝数，并且N2是每个次级绕组上的匝数。
如进一步所示，在操作期间，控制器110产生控制信号105-1和105-2。
在该示例实施例中，由控制器生成的控制信号105-1驱动相应开关Q1、Q3、Q5和Q7的栅极(G)。因此，控制信号105-1控制开关Q1、Q3、Q5和Q7中的每一个的状态。
控制信号105-2驱动开关Q2、Q4、Q6和Q8的相应栅极(G)。因此，控制信号105-2控制每个开关Q2、Q4、Q6和Q8的状态。
应注意，这里所描述的每个开关可以是任何合适的器件，诸如(金属氧化物半导体)场效应晶体管、双极结型晶体管等。
电容器Cres1和Cres2的设置可以是任何合适的值。例如，本文所述的电压转换器在Cres1＝Cres2时提供更好的性能，并且即使Cres1≠Cres2也很好地工作。电感器Lzvs可以是任何合适的值。参见下面图4中的讨论，其示出了向电源100中的开关提供零电压切换的电感器Lzvs的示例设置。
再次参考图2，根据进一步的实施例，如图所示，电源100是开关电容转换器(诸如零电压切换混合开关电容转换器或ZVS混合SCC)，如图2所示包括位于初级侧的交错开关电容转换器150和位于次级侧的具有中心抽头(CT)整流器(次级绕组和/或电压转换器170)的变压器160。
在一个实施例中，可选地存在与变压器160并联的附加电感(诸如，电感器Lzvs)，以实现一个或多个开关Q1-Q8的零电压切换(ZVS)。
如果需要，电感(电感器)Lzvs可选地集成在变压器160的初级绕组中以实现更高的功率密度。
如前所讨论的，电源100中的开关被划分为两个开关组：第一开关组包括开关Q1、Q3、Q5和Q7(由控制信号105-1控制)，以及第二开关组包括开关Q2、Q4、Q6和Q8(由控制信号105-2控制，控制信号105-2通常是控制信号105-1的180°相移)。
在一个实施例中，控制信号105的脉宽调制大约为50％，以获取最小RMS电流。
输出电压123的幅度取决于匝数(初级绕组与次级绕组的绕组比N1/N2的#)和控制信号105的切换频率。
在一个实施例中，控制器110通过改变控制信号105的切换频率(或周期)来实现调节(诸如在期望范围内保持输出电压123的幅度)。在这种情况下，输出电压123可以与具有窄切换频率变化的输出电流(Iout)变化相反地被调节(即，取决于功率容量和诸如电容器Cres1和Cres2的共振箱部件)。据此，所提出的电源100(诸如ZVS混合开关电容转换器)仅通过改变变压器匝数比就可扩展到不同的转换比。
本文的实施例包括利用变压器160的漏电感Lk来对电容器Cres1和Cres2进行(软)充电。例如，在一个实施例中，电容器Cres1和Cres2用作飞跨电容器，使得与经典LLC拓扑相比能够在初级侧(开关电容转换器150)处使用较低电压的场效应晶体管。
在一个实施例中，开关Q1、Q3、Q4和Q6通常阻断一半的输入电压Vin/2，开关Q2和Q5阻断所有的输入电压，而开关Q7和Q8在其截止状态阻断2xVout电压。
应注意，如本文所述的开关电容转换器150的进一步优点是这种电路的对称行为。例如，经由电源100的实施：i)开关电容转换器150几乎从输入电源Vin连续供电，与其他技术相比降低了输入电流纹波；ii)开关电容转换器150的等效共振箱开关电路路径在两个共振操作模式(诸如时间T0与时间T1之间的第一模式和时间T2与时间T3之间的第二模式，其中共振电容器Cres1和Cres2并联)中相同。如本文进一步讨论的，这提供了不考虑相应电路部件的公差的自然平衡。
应注意，所提议电源100的高效率和高功率密度的一个促成因素是实施较低额定电压的场效应晶体管和实施II类陶瓷电容器(诸如电容器Cres1和Cers2，其固有地提供高电容密度)的能力。
此外，如前所讨论的，附加电感器Lzvs提供电感能量以确保开关电容转换器150中的所有场效应晶体管的ZVS转换(诸如在所有切换条件期间)。例如，存储在电感器Lzvs中的能量向相应开关的寄生电容器提供电荷。
在一个实施例中，为了增加电源100的输出功率，应注意，可以并联地实施附加同步整流器(SR)MOSFET，以减少电源100的次级侧处的传导损失。
图3是示出根据本文实施例的用于控制开关电容转换器和相应电压转换器的控制信号的生成的示例图。
一般地，如图300所示，控制器110将控制信号105-2产生为控制信号150-1的反转。每个控制信号的脉冲宽度大约为49％或其它合适的脉宽调制值。
在时间T0和时间T1之间，当控制信号105-1(逻辑高)将开关Q1、Q3、Q5和Q7的集合控制为ON状态(低阻抗或短路)时，控制信号105-2(逻辑低)将开关Q2、Q4、Q6和Q8的集合控制为OFF状态(非常高阻抗或开路)。
相反地，在时间T2和时间T3之间，当控制信号105-2(逻辑高)将开关Q2、Q4、Q6和Q8的集合控制为ON状态时，控制信号105-1(逻辑低)将开关Q1、Q3、Q5和Q7的集合控制为OFF状态。
应注意，时间T1和时间T2之间的持续时间、时间T3和时间T4之间的持续时间、时间T5和时间T6之间的持续时间等表示所谓的死区时间，在此期间，电源100中的每个开关(Q1-Q8)被去激活到OFF状态(高阻抗或开路)。
如进一步所示，控制信号105是周期性的。例如，后续循环的控制信号105的设置与时间T0和时间T4之间的循环的设置相同。更具体地，由控制器110在时间T3和时间T7之间产生的控制信号105的设置与时间T0和时间T3之间的控制信号105的设置相同。
在一个实施例中，控制器110控制可以在任何适当频率生成的控制信号的频率(周期是T0到时间T4之间的时间)。
另外，如前所提到的，控制器110将控制信号105的脉冲持续时间控制在49％左右，尽管可以任何合适的脉宽调制值生成控制信号105。
在一个非限制性示例实施例中，如所提到的，电源提供输入电压Vin(诸如约48VDC)到输出电压123的8:1的降低。在这种情况下，当输入电压Vin为48VDC时，相应开关的切换将48VDC输入电压转换为Vout＝6伏的输出电压(诸如未调节的输出电压)。如果需要，可调节输出电压以在期望范围内产生输出电压123。
如前所讨论的，输出电压123(Vout)的幅度取决于匝数(初级绕组与次级绕组的绕组比N1/N2的#)和控制信号105的切换频率。
应注意，可以修改开关电容转换器120的属性以将任何输入电压电平转换为相应的期望(调节或不调节)输出电压电平。
图4是示出根据本文实施例的输出信号的时序图的示例图。
在该示例实施例中，电压Vx表示初级绕组161的节点211处的电压；电压Vy表示初级绕组161的节点212处的电压。
Icres1表示通过电容器Cres1的电流；Icres2表示通过电容器Cres2的电流。Ip表示通过初级绕组161的电流量，其等于Icres2-Icresl。
ILzvs表示通过电感器Lzvs的电流。
Vcresl表示电容器Cresl两端的电压；Vcres2表示电容器Cres2两端的电压。
Iout表示由变压器l60的次级绕组l62的中心抽头向负载提供的输出电流。
图5是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第一模式(阶段#l)的示例图。
在时间T0和Tl之间，控制器l40激活(导通)开关Ql、Q3、Q5和Q7。
如前所讨论的，变压器l60的初级绕组l6l包括第一节点2ll和第二节点2l2。在时间T0到时间Tl期间(第一共振频率模式)，控制器ll0创建将电容器Cresl连接至输入电压Vin的第一开关电路路径；控制器110进一步通过将电容器Cres2连接至初级绕组160的节点212创建第一开关电路路径，有效地并联连接电容器Cres1和Cres2(等效电路参见图9)。
零电压切换(ZVS)和零电流切换(ZCS)以及共振转换发生在电容器Cres1和Cres2(有效地在时间T0和时间T1之间并联)与变压器的漏电感(Lk)之间，其中共振频率为：
在图9中示出了与图5中的开关电容转换器150的操作相关联的等效共振箱。在这种(第一或阶段#1)模式下，第一电容器Cres1从输入电压源Vin(软)充电，而电容器Cres2(软)放电。
应注意，当电容Cres1＝Cres2时，通过每个电容器的电流是变压器160的初级电流Ip的一半。换句话说，如前所述，通过初级绕组的电流Ip等于电流iCres2-iCresl。这在图4中示出，其中Ip表示通过初级绕组161的电流量。
图6是示出根据本文实施例的开关电容转换器和电压转换器中的所有开关的死区时间或去激活的示例图。
在时间Tl和T2之间，控制器ll0产生控制信号l05-l以去激活(截止)开关Ql、Q3、Q5和Q7；在这种情况下，Ql和Q3的寄生电容分别充电到输入电压的一半(Vin/2)；Q5的寄生电容充电到输入电压Vin；Q7的寄生电容为充电到2xVout；而Q2、Q4、Q6和Q8的寄生电容分别使用存储在电感器Lzvs中的电感能量(时间Tl处的电感)放电到零伏。
当Q2、Q4、Q6和Q8的电容放电至零时，它们对应的本体二极管开始导通以使ZVS导通。这在图6中示出。能够实现ZVS操作的时间T1处的电流iLzvs表示为图4中的iLzvs,pk，其由以下等式确定：
图7是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第二模式的示例图。
如前所讨论的，变压器160的初级绕组161包括第一节点211和第二节点212。在时间T2到时间T3期间(第二共振频率模式)，控制器110创建将电容器Cres2连接至输入电压Vin的开关电路路径；控制器110进一步通过将电容器Cres1连接至初级绕组160的节点211来创建该开关电路路径，有效地并联连接电容器Cres1和Cres2(等效电路参见图10)。
在一个实施例中，在第二共振频率模式中操作开关电容转换器150的共振频率与在第一共振频率模式中操作开关电容转换器150的共振频率相同。
零电压切换(ZVS)和零电流切换(ZCS)以及共振转换发生在电容器Cres1和Cres2(有效地在时间T2和时间T3之间并联)与变压器的漏电感(Lk)之间，其中共振频率为：
在图10中示出了与图7的开关电容转换器150的操作相关联的等效共振箱。在这种(第二或阶段#2)模式中，第二电容器Cres2从输入电压源Vin(软)充电，而电容器Cres1(软)放电。在阶段#2中操作的共振频率与在阶段#1中操作的共振频率相同。
因此，在时间T2和时间T3之间，控制器110产生控制信号105-2以利用ZVS导通开关Q2、Q4、Q6和Q8。在时间T2之后，以与前面讨论相反的方式，共振转换发生在电容器Cres1和电容器Cres2与变压器160的漏电感(Lk)之间，电容器Cres2从输入电压源Vin软充电，而电容器Cres1被软放电。
图8是示出根据本文实施例的开关电容转换器和电压转换器中的所有开关的死区时间或去激活的示例图。
在T3和T4之间，开关Q2、Q4、Q6和Q8截止，并且开关Q4和Q6的寄生电容充电到输入电压的一半Vin/2；开关Q2在输入电压Vin处充电；开关Q8充电至2xVout；而开关Q1、Q3、Q5和Q7的寄生电容放电至零。
当开关Q1、Q3、Q5和Q7的电容被放电至零时，它们的本体二极管开始导通以使ZVS导通。拓扑状态如图8所示。在开关电容转换器150中能够实现ZVS的电流为i(L_zvs)(T3)，其对应于〖-i〗(L(zvs,pk))。因此，i(L(zvs,pk))是所有开关何时达到ZVS条件的良好指标。
在t＝T4处，开关Q1、Q3、Q5和Q7在ZVS中导通，结束切换周期(即，时间T0到时间T4)。
如电源100在不同阶段的操作中所强调的(在图5-图8中)，电源100转换器在所有负载条件下实现ZVS条件，而不考虑部件的公差。
在一个实施例中，如果预期的ZVS条件被设计用于最坏的情况(Vin＝V_(In,min)和L_zvs+〖tolerance(Lzvs))，则开关电容转换器150可针对不同的输入电压在所有负载条件下实现软切换操作，这使得电源100在许多应用中有用。
图9是示出根据本文实施例的第一操作模式(图5)(阶段#1)的等效电路的示例图。
在该示例实施例中，图5所示电源100的操作产生图9中的等效电路900。在这种情况下，电容器Cres1与电容器Cres2有效并联。如图4所示，通过初级绕组161的电流Ip＝(Icres2-Icresl)基于Icres1和Icres2的组合。在阶段#1期间，如图所示并且如前所讨论，初级绕组l6l的漏电感Lk提供电容器Cresl的(软)充电和电容器Cres2的(软)放电。
在一个实施例中，变压器l60的漏电感Lk表示不支持电压l2l转换为电压l22的变压器l60的初级绕组l6l的附加串联电感阻抗。
在一个示例实施例中，Lzvs＝l.2微亨+/-20％；Fsw＝6l0千赫兹。本文的实施例包括确保存储在共振电感器(Lzvs)中的能量大于存储在MOSFET输出电容器(晶体管Ql、Q2、Q3等两端的固有电容器，如图6和图8所示)中的能量。
Ipk-pk＝(VLzvs_min/Lzvs_max)xδT＝(10V/1.44微亨)x(l/Fsw)x 0.5＝5.69安培
ELzvs＝0.5Lzvs(Ipk-pk/2)2＝0.5x l.2微亨x(11.66A)2＝5.83微焦，其中ELzvs＝电感器Lzvs中存储的能量；
ELZVS>ECOSS_MAX，其中ECOSS_MAX＝开关的固有电容器中存储的能量；
5.83微焦>5.2微焦
图10是示出根据本文实施例的第二操作模式(图7)(阶段#3)的等效电路的示例图。
在该示例实施例中，图7所示的电源l00的操作(阶段#3)产生图10的等效电路1000。在这种情况下，如图所示，电容器Cresl有效地与电容器Cres2并联连接。如图4所示，通过初级绕组161的电流Ip＝(Icres2-Icresl)基于Icresl和Icres2的组合。在阶段#3期间，初级绕组161的漏电感Lk提供电容器Cres2的(软)充电和电容器Cres1的(软)放电。
图11是示出根据本文实施例的电压转换器的实施方式的示例图。
为了进一步提高如本文所述电源100的性能，本文的实施例包括将图2和图12中的电源100的电压转换器170实施为图11所示的整流器。
所提出的整流器1170允许对开关Q11、Q12、Q13和Q14使用低电压场效应晶体管。此外，与中心抽头变压器相比，变压器160的次级侧(次级绕组)处的总铜损更低，因为全桥整流器实施一个次级绕组，而不是当使用中心抽头整流器时存在的两个绕组。
此外，在全桥整流中，次级侧泄露能量被再循环，而不是如中心抽头整流那样耗散。
根据图12提出的转换器(也可应用于图2提出的转换器)，开关Q11和Q14由控制信号105-1控制；开关Q12和Q13由控制信号105-2控制。
图12是示出根据本文实施例的包括多开关电路的开关电容转换器的实施方式的示例图。
在该示例实施例中，电源1200包括开关电容转换器150、变压器160和电压转换器170。
开关电容转换器150包括电容器Cres1、电容器Cres2、开关Q21、Q22、Q23、Q24、Q25、Q26、Q27、Q28和电感器Lzvs。
在该示例实施例中，参考开关电容转换器150，开关Q21的漏极节点(D)和开关Q25的漏极节点(D)连接至输入电压源Vin。
此外，开关Q21的源极节点(S)耦合至开关Q22的漏极节点(D)和节点1215。开关Q25的源极节点(S)耦合至开关Q26的漏极节点(D)和节点1216。
开关Q22的源极节点(S)耦合至开关Q23的漏极节点(D)和节点1213；开关Q26的源极节点(S)耦合至开关Q27的漏极节点(D)和1214。
电路路径1225提供节点1213和节点1214之间的耦合。
开关Q23的源极节点(S)耦合至节点1211。开关Q27的源极节点(S)耦合至节点1212。
电容器Cres1耦合在节点1211和节点1215之间。电容器Cres2耦合在节点1212和节点1216之间。
电感器Lzvs与初级绕组161并联耦合，并且连接在节点1211和1212之间。
如进一步所示，变压器160包括初级绕组161(诸如N1匝)和次级绕组162。在该示例实施例中，次级绕组包括第一次级绕组162-1(N2匝)和第二次级绕组162-2(N2匝)。绕组的数量可根据实施例而变化。在一个实施例中，次级绕组162是单个绕组而不是多个绕组。
如图所示，开关Q24的漏极(D)连接至节点1211；开关Q24的源极连接至地。开关Q28的漏极(D)连接至节点1212；开关Q28的源极连接至地。
该示例实施例中的电压转换器170包括开关Q29和Q30。
开关Q29的漏极(D)连接至第一次级绕组162-1；开关Q30的漏极(D)连接至第二次级绕组162-2。次级绕组162的中央抽头产生输出电压123以驱动负载118。
如进一步所示，在操作期间，控制器110产生控制信号105-1和105-2。在该示例实施例中，由控制器生成的控制信号105-1驱动相应开关Q21、Q23、Q26、Q28和Q30的栅极(G)。因此，控制信号105-1控制每个开关Q21、Q23、Q26、Q28和Q30的状态。
控制信号105-2驱动开关Q22、Q24、Q25、Q27和Q29的相应栅极(G)。因此，控制信号105-2控制每个开关Q22、Q24、Q25、Q27和Q29的状态。
第一电路路径(第一支路)中的串联开关Q22和Q23的组合、第二电路路径(第二支路)中的串联开关Q26和Q27的组合以及在节点1213和1214之间延伸的电路路径1225(连接第一支路和第二支路)表示多开关电路。如图所示，经由开关Q23和Q27，多开关电路在变压器160的初级绕组161两端耦合至节点1211和1212。
因此，本文的进一步实施例实施开关电容转换器150，以包括耦合至变压器160的初级绕组161的开关的多开关电路。如下面进一步讨论的，开关电容转换器150中的多开关电路(包括开关Q22、Q23、Q26、Q27的开关的补充网络和电路路径1225)提供当开关处于OFF时阻断输入电压Vin的备选方式。
如前所讨论的，在一个示例实施例中，开关电容转换器150包括连接在节点1211和1215之间的第一电容器Cres1以及连接在节点1212和1216之间的第二电容器Cres2。因此，电容器耦合至多开关电路。
该装置还包括控制器110，该控制器110操作用于在第一共振频率模式和第二共振频率模式之间切换开关电容转换器150，其中：i)第一共振频率模式操作用于经由输入电压对第一电容器Cres1充电，并通过初级绕组161对第二电容器Cres2放电，以及ii)第二共振频率模式操作用于经由输入电压对第二电容器Cres2充电，并通过初级绕组对第一电容器Cres1放电。
本文的实施例比传统技术有用。例如，包括开关电容转换器和电压转换器的新型电源提供将输入电压转换为相应输出电压的更高效率。
另外，应注意，图2中的ZVS混合SCC(电源100)不允许使用低电压器件(场效应晶体管)，其具有优越的FOM(品质因数)，因为图2中的开关Q2和Q5必须阻断输入电压Vin的全部幅度。
为了克服这个问题，图12中的备选电路用四个开关(如前所讨论的，Q22、Q23、Q26和Q27或多开关电路)替换图2中的原始开关Q2和Q5，并分别将电容器Cres1和电容器Cres2连接至节点1211(Vx)和节点1212(Vy)，其中开关电容转换器150中的初级侧绕组中的开关在其截止状态下只需阻断输入电压(Vin)的一半幅度。因此，电源1200中的所有开关都可制造为低压开关。
如前所讨论的，图12中的电源1200的所有开关可划分为两个开关组：第一开关组由控制信号105-1控制的Q21、Q23、Q26、Q28和Q30形成，以及第二开关组Q22、Q24、Q25、Q27和Q29由控制信号105-2(其是控制信号105-1的180°相移PWM信号)控制。在一个实施例中，图12的转换器150以理想地接近50％的固定占空比进行操作，以获取最小RMS电流。
图12中的电源1200在图13-图16所示的四个不同阶段中操作。
图13是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第一模式(阶段#1)的示例图。
在该示例实施例中，在时间T0和T1之间，开关Q21、Q23、Q26、Q28和Q30在ZVS和零电流切换(ZCS)中导通。共振转换发生在电容器Cres1、Cres2与变压器160的漏电感(标记为Lk)之间。
以与前面讨论类似的方式，在与图13相关联的阶段#1中，电容器Cres1从输入电压源Vin软充电，而电容器Cres2软放电。当电容器的电容Cres1＝Cres2时，通过每个共振电容器的电流是变压器160的初级电流Ip的一半。
图14是示出根据本文实施例的开关电容转换器和电压转换器中的所有开关的死区时间或去激活(阶段#2)的示例图。
在时间T1和T2之间，开关Q21、Q23、Q26、Q28和Q30截止，并且开关Q21、Q23、Q26、Q28的寄生电容被充电至输入电压的一半Vin/2；开关Q30被充电至电压2xVout，而开关Q22、Q24、Q25、Q27和Q29的寄生电容被放电至零。当开关Q22、Q24、Q25、Q27和Q29的电容被完全放电至零时，它们的本体二极管开始传导以使ZVS导通。能够实现ZVS操作的时间T1处的电流i(L_zvs)提供能量以确保所有开关的ZVS。
图15是示出根据本文实施例的控制开关电容转换器和电压转换器中的开关的第二模式(阶段#3)的示例图。
在时间T2和T3之间，开关Q22、Q24、Q25、Q27和Q29通过ZVS导通。时间T2之后，共振转换发生在电容器Cres1和Cres2之间。变压器160的漏电感Lk以与先前讨论类似的方式操作，然而，在该示例实施例中，电容器Cres2从输入电压源Vin软充电，而电容器Cres1被软放电。
图16是示出根据本文实施例的开关电容转换器和电压转换器中的所有开关的死区时间或去激活(阶段#4)的示例图。
在时间T3和T4之间，开关Q22、Q24、Q25、Q27和Q29截止，并且开关Q21、Q23、Q26、Q28的寄生电容充电至输入电压的一半Vin/2；开关Q29充电至2xVout；而开关Q21、Q23、Q26、Q28和Q30的寄生电容放电至零。当开关Q21、Q23、Q26、Q28和Q30的电容放电至零时，它们的本体二极管开始传导以使ZVS导通。在时间T4处，开关Q21、Q23、Q26、Q28和Q30在ZVS中导通，这结束了一个循环的切换周期Tsw(在时间T0和时间T4之间)。
图17是根据本文实施例的用于实施先前讨论的任何操作的计算机系统的示例框图。
本文讨论的任何资源(诸如控制器110、开关电容转换器150、电压转换器170等)可被配置为包括计算机处理器硬件和/或对应的可执行指令，以执行本文讨论的不同操作。
如图所示，本示例的计算机系统1750包括互连件1711，该互连件1711耦合计算机可读存储介质1712(诸如非暂态型介质，其可以是存取数字信息的任何合适类型的硬件存储介质)、处理器1713(计算机处理器硬件)、I/O接口1714和通信接口1717。
I/O接口1714支持与存储库1780和输入资源1792的连接。
计算机可读存储介质1712可以是诸如存储器、光学存储器、硬盘驱动器、软盘等的任何硬件存储设备。在一个实施例中，计算机可读存储介质1712存储指令和/或数据。
如图所示，计算机可读存储介质1712可用控制器应用110-1(例如，包括指令)编码以执行本文所讨论的任何操作。
在一个实施例的操作期间，处理器1713经由互连件1711的使用访问计算机可读存储介质1712，以启动、运行、执行、解释或以其他方式执行存储在计算机可读存储介质1712上的控制器应用110-1中的指令。控制器应用110-1的执行产生控制器处理110-2以执行本文所讨论的任何操作和/或处理。
本领域技术人员应理解，计算机系统1750可包括其他处理和/或软件和硬件部件，诸如控制硬件资源的分配和使用以执行控制器应用110-1的操作系统。
根据不同的实施例，应注意，计算机系统可驻留在各种类型的设备的任一种中，包括但不限于电源、开关电容转换器、电源转换器、移动计算机、个人计算机系统、无线设备、无线接入点、基站、电话设备、台式计算机、笔记本电脑、上网本、大型计算机系统、手持计算机、工作站、网络计算机、应用服务器、存储设备、消费电子设备(诸如相机、摄像机、机顶盒、移动设备、视频游戏机、手持视频游戏设备)、外围设备(诸如交换机、调制解调器、路由器、机顶盒、内容管理设备、手持遥控设备)、任何类型的计算或电子设备等。计算机系统1750可驻留在任何位置，或者可包括在任何网络环境的任何合适的资源中，以实施本文所讨论的功能。
现在将经由图18中的流程图讨论由不同资源支持的功能。应注意，以下流程图中的步骤可以任何适当的顺序执行。
图18是示出根据本文实施例的示例性方法的流程图1800。应注意，上文讨论的概念会有一些重叠。
在处理操作1810中，控制器110在开关电容转换器150中可控地切换多个电容器(Cres1和Cres2)；在变压器160的初级绕组161的电路路径中可控地切换多个电容器；多个电容器的可控切换将输入电压120转换为第一电压121。
在处理操作1820中，变压器160将第一电压121转换为第二电压122。
在处理操作1830中，经由从控制器110输入的控制，电压转换器170将由变压器产生的第二电压122转换成为负载118供电的输出电压123。
再次注意，本文的技术非常适合用于电源应用。然而，应当注意，本文的实施例不限于在这种应用中使用，并且本文讨论的技术也非常适合于其他应用。
虽然参考本发明的优选实施例具体示出和描述了本发明，但是本领域技术人员将理解，在不脱离由所附权利要求限定的本申请的精神和范围的情况下，可在其中进行各种形式和细节的改变。本申请的范围将涵盖这些变化。如此，本申请实施例的前面描述不用于限制。相反，在下面的权利要求中提出对本发明的任何限制。