阅读说明：本技术 放大器 (Amplifier with a high-frequency amplifier ) 是由 苏米特·巴戈 于 2018-10-30 设计创作，主要内容包括：一种放大器(500),其包含：放大元件(M<Sub>1</Sub>),其具有跨第一端子和第三端子的电压输入以及第二端子与所述第三端子之间的电压控制电流路径；以及三线变压器,其具有初级绕组(L<Sub>p</Sub>)、次级绕组(L<Sub>s</Sub>)和第三绕组(L<Sub>T</Sub>)；其中所述初级绕组(L<Sub>p</Sub>)连接到所述第三端子,所述次级绕组(L<Sub>s</Sub>)连接到所述第一端子并且所述第三绕组(L<Sub>T</Sub>)连接到所述第二端子；其中所述初级绕组(L<Sub>p</Sub>)和所述次级绕组(L<Sub>s</Sub>)以反相关系相互耦合；其中所述初级绕组(L<Sub>p</Sub>)和所述第三绕组(L<Sub>T</Sub>)以非反相关系相互耦合；其中所述次级绕组(L<Sub>s</Sub>)和所述第三绕组(L<Sub>T</Sub>)以反相关系相互耦合；并且其中所述第三绕组(L<Sub>T</Sub>)在放大器输出与所述第二端子之间。(An amplifier (500), comprising: amplifying element (M) 1 ) Having a voltage input across a first terminal and a third terminal and a voltage controlled current path between a second terminal and the third terminal, and a three-wire transformer having a primary winding (L) p ) A secondary winding (L) s ) And a third winding (L) T ) Wherein the primary winding (L) p ) Connected to the third terminal, the secondary winding (L) s ) Connected to the first terminal and the third windingGroup (L) T ) Connected to the second terminal, wherein the primary winding (L) p ) And the secondary winding (L) s ) Are coupled to each other in an anti-correlation system, wherein the primary windings (L) p ) And the third winding (L) T ) Are coupled to each other in a non-anti-correlation system, wherein the secondary windings (L) s ) And the third winding (L) T ) Are coupled to each other in an anti-correlation system, and wherein the third winding (L) T ) Between the amplifier output and said second terminal.)

放大器

技术领域

本发明涉及放大器，具体涉及低噪声放大器(LNA)，并且更具体地涉及采用无功分量作为阻抗和/或噪声匹配和增益提升机制的一部分的低噪声放大器。

背景技术

通常希望改善放大器的增益，特别是在低功率RF接收器中。然而，与提供增益一样，同样重要的是LNA具有明确限定的输入阻抗，使得其与天线功率匹配以用于RF前端中这两个块之间的最大功率传送。应了解，这在用已经非常低电平的输入信号工作的LNA中特别重要。

基本共栅极(CG)LNA在图2中展示。放大器200的基本放大元件是晶体管M₁，其由DC电流源I_DC偏置成饱和状态。有源增益简单地由晶体管M₁的跨导g_m提供，其被限定为输出电流与输入电压的比率(i_out/v_in)。如图2所展示，M₁的栅极被AC接地并且保持在恒定的DC电压，而输入信号RF_i被施加在源极，因此改变栅极-源极电压，从而产生漏极-源极电流。输出信号RF_o取自漏极。对于CG级，输出电流近似等于输入电流(即，本征电流增益为)。因此，CG级的输入阻抗被限定为：

为了将输入阻抗设定为用于阻抗匹配的某个值，必须将M₁选择为具有特定值的本征跨导，因此也确定了放大器的增益(g_m与负载阻抗Z_L的乘积)。这限制了放大器的增益。例如，为了获得50Ω的输入阻抗(RF天线的典型阻抗)，M₁必须具有20毫安每伏(mA/V)的跨导。

图2的CG-LNA的修改使用变压器来提升CG级的跨导g_m，并且以此提升放大器的增益。此修改在图3中展示。除了提供了具有初级绕组L_p和次级绕组L_s的反相变压器310之外，放大器300具有与图2相同的基本布置。初级绕组L_p连接到晶体管M₁的源极，并且次级绕组L_s以反相关系连接到栅极，使得初级绕组L_p感测输入电压，并且次级绕组L_s将反相并且成比例的电压施加到栅极。因此，当输入电压下降时，栅极电压增加，当输入电压上升时，栅极电压降低。因此，栅极-源极电压被变压器300无源地放大，又与M₁的本征跨导结合，导致较大的整体跨导。整体增益取决于变压器300的特性，特别是其匝数比n和其耦合系数k。对于理想的变压器，耦合系数为1，但实际上总是小于1，通常为0.7-0.9(中等到强的相互耦合)。此放大器300的输入阻抗被限定为：

此放大器300的跨导提高了因子(1+nk)。然而，从阻抗匹配的观点来看，为了匹配特定的阻抗，例如50Ω天线，仍然需要将晶体管M₁的本征跨导特定地设定在特定的电平。将图2的放大器200与图3的放大器300相比较，g_m增强的放大器300可以使用具有较低跨导的较小晶体管M₁，和/或可以以较低的DC电流节省功率。然而，电路300仍然受到输入阻抗的约束，使得信号增益没有整体改善。例如，对于理想的变压器310(其中n＝1，k＝1)，为了匹配50Ω的输入阻抗，必须将M₁的本征跨导g_m从20mA/V减小到10mA/V。来自变压器310的增加的无源增益必须被晶体管M₁的减小的跨导精确地抵消。

另一个放大器400在图4中展示。在此电路中，放大器400使用具有在正(电流)反馈布置中的初级绕组L_p和次级绕组L_s的变压器410。变压器410的初级绕组L_p连接到晶体管M₁的漏极，并且次级绕组L_s连接到源极。初级绕组L_p感测输出(漏极)处的电流，并且在输入(源极)处将其(非反相的)与输入信号并行施加，从而增加通过晶体管M₁的电流，并且因此增加放大器400的整体电流增益。此放大器400的输入阻抗被限定为：

其中k是耦合系数，n是匝数比，并且k/n是变压器的有效匝数比。虽然放大器400的整体电流增益被极大地改善(对于给定的输入电压可以获得高得多的电流增益)，但是当从阻抗匹配的角度来看时，电路400仍然具有局限性。这次，上述等式中的因子(1-k/n)意味着对于给定的g_m，输入阻抗增加。为了对此进行补偿，并且从而实现阻抗匹配，必须增加晶体管M₁的本征跨导。例如，对于其中n＝1并且k＝0.9的变压器，为了匹配50Ω的输入阻抗，必须将M₁的本征跨导g_m设定在200mA/V。因此，虽然放大器400导致更高的电流增益(10)，但是增加的跨导需要更高的功率消耗以用于阻抗匹配，这远非理想，特别是在便携式和/或电池供电的装置的应用中。

发明内容

根据本发明，提供了一种放大器，其包含：

放大元件，其具有跨第一端子和第三端子的电压输入以及第二端子与第三端子之间的电压控制电流路径；以及

三线变压器，其具有初级绕组、次级绕组和第三绕组；

其中初级绕组连接到第三端子，次级绕组连接到第一端子并且第三绕组连接到第二端子；

其中初级绕组和次级绕组以反相关系相互耦合；

其中初级绕组和第三绕组以非反相关系相互耦合；

其中次级绕组和第三绕组以反相关系相互耦合；并且

其中第三绕组在放大器输出与第二端子之间。

三线变压器布置提供了多于一个的增益机制，电路的整体跨导/增益通过所述增益机制增加。首先，由初级绕组和次级绕组提供的电压前馈布置通过感测第三端子上的放大器输入处的电压并且将其反相施加到第一端子处的电压输入来增加增益。这增加了跨第一和第三端子的电压，这又控制了通过电压控制电流路径的电流的幅度，从而增加了放大元件的跨导。同时，由第三绕组和初级绕组的相互耦合提供的正电流反馈引起第二增益机制，其增加了通过电压控制电流路径的电流，因此也提供了放大器的增加的电流增益。

由于第三绕组和次级绕组的相互耦合，第三增益机制也在运行中。由第三绕组感测的电压以正反馈布置耦合到第一端子上的电压输入。然而，应注意，此第三增益机制仅仅在其可以被保持在足够低的电平时才是期望的。如果次级绕组与第三绕组之间的相互耦合过高，则存在不稳定性和电路振荡的风险。然而，在足够低的电平处，此第三增益机制是有益的，提供了额外的整体增益。更具体地说，为了确保放大器的增益大于或等于1时(在从dc到渡越频率的频率范围内)的稳定性，每对绕组的有效匝数比(即，n₁/k₁、n₂/k₂和n₃/k₃)应被选择为使得输入阻抗的实部为正并且输出阻抗的实部为正。这可以通过选择每对绕组的有效匝数比使得第一端子与第三端子(在单个晶体管的情况下是栅极和源极)之间的相位差在120-240度(即，180+/-60度)的范围内，优选地在150-210度(即，180+/-30度)的范围内来实现。

在一些实施例中，三线变压器可以被布置成使得次级绕组与第三绕组之间的相互耦合低于初级绕组与次级绕组之间的相互耦合和/或低于初级绕组与第三绕组之间的相互耦合。通过保持次级-第三相互耦合低于其它绕组的相互耦合，放大器更有可能是稳定的(尽管不能保证n_i、k_i的所有选择的稳定性)。各种绕组的耦合系数可以通过变压器设计来调整，例如通过调整绕组的相对尺寸和/或定位。

因此，放大器提供了极好的整体增益。然而，此布置的附加且显著的益处在于，可以调整电路的输入阻抗以用于阻抗匹配，而不会对增益造成不利影响或对放大元件的本征跨导施加不期望的约束。放大器的输入阻抗被限定为：

其中：

n_P,S是初级绕组和次级绕组的匝数比；

n_T,S是第三绕组和次级绕组的匝数比；

n_T,P是第三绕组和初级绕组的匝数比；

k_P,S是初级绕组和次级绕组的相互耦合系数；

k_T,S是第三绕组和次级绕组的相互耦合系数；

k_T,P是第三绕组和初级绕组的相互耦合系数；

g_m是放大元件的本征跨导。

在上述等式中，可以看出存在由变压器引入的因子，其取决于三个相互耦合。有利地，此因子是两项的乘积。第一项(1+n_P,Sk_P,S+n_T,Sk_T,S)总是大于1，并且第二项(1-k_T,P/n_T,P)总是小于1(尽管应注意此第二项保持为正，这将例如在n大于或等于1的情况下始终如此)。因此，通过仔细选择匝数比和耦合系数，可以使输入阻抗与特定值匹配，同时仍然具有极好的增益并且不必使用具有特别大的跨导并且因此具有功率消耗的放大元件。

在一些优选实施例中，初级绕组与次级绕组和第三绕组中的每一个相互耦合，并且次级绕组和第三绕组基本上不彼此耦合。在次级-第三耦合是完全不需要的并且应当最小化或完全消除的情况下，此布置是优选的。然而，如上所述，在许多应用中，一些次级-第三偶合可以被容忍并且甚至是有益的。如上文所论述，尽管不能保证放大器的稳定性，但是在许多实施例中，次级绕组与第三绕组之间的减小的相互耦合系数是良好的指示。因此，在一些优选实施例中，次级绕组与第三绕组之间的相互耦合系数小于初级绕组与次级绕组之间的相互耦合系数和/或小于初级绕组与第三绕组之间的相互耦合系数。更优选地，次级绕组与第三绕组之间的相互耦合系数小于初级绕组与次级绕组之间的相互耦合系数和/或初级绕组与第三绕组之间的相互耦合系数的三分之二，优选地小于二分之一，更优选地小于三分之一。

初级绕组与次级绕组和第三绕组中的每一个之间的完美耦合通常是不可实现的，尤其是在其中绕组的尺寸和形状受制造工艺约束的片上变压器中，但是可以获得强耦合，例如在一些实施例中大约0.8-0.9的耦合系数是可能的。可以与稳定放大器一起使用的次级绕组与第三绕组之间的相互耦合系数的幅度将取决于特定的电路布置，但是在一些特别优选的实施例中，次级绕组与第三绕组之间的相互耦合系数小于0.4，优选地小于0.3，更优选地小于0.2，还更优选地小于0.1。

三线变压器的三个绕组可以以多种不同配置中的任何一种来布置。例如，绕组可以是同心的、相互缠绕的或堆叠的或这些的任何组合。对于片上变压器，绕组形成在厚(或超厚)金属层中，并且在此类布置中，绕组可以全部在单个层、两个堆叠层或甚至三个堆叠层中。在一些特别优选的实施例中，初级绕组、次级绕组和第三绕组都是同心的，并且初级绕组将次级绕组与第三绕组分离。通过将初级绕组放置在次级绕组与第三绕组之间，在初级绕组与次级绕组之间以及在初级绕组与第三绕组之间将存在比次级绕组与第三绕组之间更强的耦合，因为次级绕组和第三绕组具有最大的间隔。

在其它实施例中，初级绕组可以与次级绕组或第三绕组相互缠绕。次级绕组和第三绕组中的另一个可以与相互缠绕的绕组同心。

在其它实施例中，三线变压器可以形成在两个金属层中，其中初级绕组在与次级绕组和第三绕组中的一个不同的层中，并且初级绕组形成在同一层中并且与次级绕组和第三绕组中的另一个同心。

如上文所论述，在一些情况下，可能希望最大可能地减小次级绕组和第三绕组的相互耦合，如果可能，实际上减小到零。这可以通过绕组的适当成形来实现。因此，在一些优选实施例中，次级绕组被成形为与第三绕组具有接近零的相互耦合。这当然取决于次级绕组和第三绕组两者的相对形状。当与其它绕组对的相互耦合相比时(例如小于它们的五分之一)，可以相对地考虑接近零的相互耦合。然而，例如在一些实施例中，例如在其它绕组对具有大约0.5-0.7的相互耦合的情况下，可以采用接近零的相互耦合来表示小于0.1、优选地小于0.05的相互耦合。一种取消耦合的配置是其中一个绕组是环形绕组而另一个是八字形绕组，使得沿“八”的二分之一的耦合取消沿“八”的另外二分之一的耦合。第三绕组可以被布置成与这两个绕组都耦合。此布置在差分放大器实施例中是有益的(当被对称驱动时，每一个绕组的两个端口上的阻抗是相同的)。

虽然应了解，以下并不限制本发明，但是在一些优选实施例中，放大元件具有在10mA/V与100mA/V之间、优选地在20mA/V与50mA/V之间的本征跨导。利用这里描述的架构，放大器可以获得高增益，同时将放大元件的本征跨导保持在这些更正常和最佳的范围内，同时还实现阻抗匹配。

虽然应了解，上文所论述的原理可以应用于任何放大装置，但是放大元件优选地是晶体管。例如，放大元件可以是连接在一起以形成放大电路的多个晶体管或其它组件。然而，在某些优选实施例中，使用单个晶体管作为放大元件。这里描述的电路特别有利于在具有单个晶体管作为主放大元件的简单电路中提供具有高增益和阻抗匹配的简单放大器。晶体管可以是任何类型的晶体管，例如双极结型晶体管(BJT)，但更方便地，晶体管可以是FET，优选地是MOSFET。

FET优选地以共栅极配置布置。应了解，在BJT布置中，这相当于共基极配置。

在放大元件是FET的特别优选的实施例中，初级绕组连接到FET的源极，次级绕组连接到FET的栅极，并且第三绕组连接到FET的漏极。

根据另一方面，本发明提供了一种利用放大元件放大信号的方法，放大元件包含跨第一端子和第三端子的电压输入，并且包含第二端子与第三端子之间的电压控制电流路径，方法包含：

将信号施加到放大元件的第三端子；

用三线变压器的初级绕组感测第三端子处的电压；

经由三线变压器的次级绕组将来自第三端子的所述所感测的电压的至少一部分反相地耦合到放大元件的第一端子；

用三线变压器的第三绕组感测第二端子处的电流；

经由三线变压器的第三绕组将来自第二端子的所述所感测的电流的至少一部分不反相地耦合到放大元件的第三端子；并且

从输出节点输出放大的信号，所述输出节点定位成使得第三绕组在输出节点与第二端子之间。

应了解，上文所论述的所有优选的和任选的特征也可以相应地应用于操作方法。

附图说明

现在将仅仅通过举例的方式并且参考附图来描述本发明的某些优选实施例，在附图中：

图1展示了适用于宽带信号处理的直接RF采样接收器前端的基本框图；

图2展示了基本共栅极低噪声放大器(LNA)；

图3展示了修改的共栅极LNA，其使用变压器通过电压前馈布置来增强放大器的跨导；

图4展示了使用变压器通过无功正电流反馈来提升电流增益的另一共栅极LNA；

图5展示了根据本发明的实施例的放大器；

图6a和图6b展示了变压器布局的实例；并且

图7展示了图5的放大器的一些特性。

具体实施方式

图1描绘了用于在例如6到8.5GHz频带中操作的宽带接收器的典型直接RF采样接收器前端100。天线101接收RF信号并且将其传递到高通滤波器102，其抑制低于约6GHz的信号(并且在大约5.1到5.8GHz处可以具有高抑制陷波，尽管将了解这些数字纯粹是作为实例提供的)。高通滤波器102的输出馈送到低噪声放大器103的输入，所述低噪声放大器103在6到8.5GHz的操作频带上为感兴趣的信号提供增益。然后，低噪声放大器103的输出被馈送到最终将RF信号数字化的模数转换器(ADC)104。

上文已经描述了图2至图4，但是这些图简要地展示了基本共栅极LNA电路(图2)、具有变压器电压前馈增益升压的修改的共栅极LNA(图3)和具有变压器电流反馈增益升压的修改的共栅极LNA(图4)。

图5展示了具有三线变压器510的低噪声放大器500的实施例，所述三线变压器510由初级绕组L_P、次级绕组L_S和第三绕组L_T构成。三线变压器510的绕组连接到放大元件M₁的端子，在本实施例中所述放大元件M₁是场效应晶体管(FET)。放大元件M₁用作电压控制电流源，由此施加在第一端子与第三端子之间的电压(栅极-源极电压)控制在第二端子(漏极)与第三端子(源极)之间流动的电流。

晶体管M₁以共栅极配置布置。将DC电压施加到栅极(第一端子)以将晶体管偏置到有源放大状态。RF输入信号被施加到源极(第三端子)，使得其引起栅极-源极电压的变化。初级变压器绕组L_P连接到第三端子，即，与RF输入并联，并且连接到接地(例如在差分放大器的情况下，这可以是模拟接地或它可以是虚拟接地)。

次级绕组L_S连接到与DC偏置电压串联并且与初级绕组L_P具有反相关系的第一端子(栅极)。因此，初级绕组L_P和次级绕组L_S形成电压前馈电路，由此初级绕组L_P感测输入端RF_i处的电压，并且将其反相施加到M₁的栅极。因此，当源极处的输入信号下降时，初级绕组L_P和次级绕组L_S的前馈使栅极电压与输入信号成比例地增加，当源极处的输入信号上升时，初级绕组L_P和次级绕组L_S的前馈使栅极电压与输入信号成比例地降低，因此增加了栅极-源极电压，并且由此增加了放大器500的整体跨导(即，g_m增强)。

第三绕组L_T以与初级绕组L_P非反相的关系连接到第二端子(漏极)。因此，初级绕组L_P和第三绕组L_T形成正电流反馈环路，由此在第三绕组L_T上的漏极处感测的电流被反馈到源极上的初级绕组L_P，由此放大通过晶体管M₁的电流路径的电流(即，漏极-源极电流被放大)。

放大器500的输出RF_o取自来自放大元件M₁的第三绕组的另一侧。输出RF_o可以直接取自第三绕组L_T的另一侧(即，来自端子P6)。电流输出的理想负载是0Ω。在图5的实施例中，提供了电流缓冲器M₂以将漏极侧上的负载(例如电感器L₁)与在源极处可见的低阻抗(即，M₂的1/g_m)分离。在其它实施例中，可以使用例如图4所示的电流扼流圈(即，用于RF的高阻抗)布置(用于DC偏置)。

第三绕组L_T和次级绕组L_S也相互耦合，并且它们处于反相关系。这对M₁的栅极提供了进一步的正反馈，如果将其保持在边界条件内，则这是可接受的(甚至是有益的)。如果此第三-次级反馈的幅度太大，则电路将振荡并且变得不稳定，并且因此需要注意避免这种情况。

如上文所论述，放大器500的输入阻抗被限定为：

因此，通过控制(即，适当地设计)三个变压器绕组的匝数比和相互耦合系数，可以控制输入阻抗，从而使其与其它电路元件例如RF天线相匹配，以最大程度地将功率传送到放大器。由于阻抗匹配可以通过变压器绕组的适当设计来实现，而不是通过需要具有特定本征跨导的放大器或限制增益，因此电路提供了对图3和图4的放大器的改进。放大器500可以实现阻抗匹配和高增益，而不需要具有高跨导和相应的高功率消耗的放大器。

避免由于次级绕组L_S和第三绕组L_T的相互耦合和反馈而引起的振荡和不稳定性的一种方法是通过变压器设计来减小这两个绕组的耦合系数。在图6中展示了可以与图5的放大器500一起使用的合适的变压器设计的一个实例。

图6展示了在管芯的两个分离的(堆叠的)金属层中形成的三线变压器600。初级绕组、次级绕组和第三绕组都形成为同心绕组(即，尽管层是堆叠的，但是没有绕组直接堆叠在另一层之上)。初级绕组和次级绕组在一个金属层中形成，而第三绕组在第二金属层中形成。初级绕组P1-P2是中间绕组(根据半径)，其中次级绕组P3-P4形成在中间绕组周围(具有较大半径)，并且第三绕组P5-P6形成在中间绕组内部(具有较小半径)。

图6a展示了变压器600布置的等角投影图，而图6b展示了展示同心线圈的平面图。

到三个绕组P1-P6的连接也在图5中被标记，以展示图6的三线变压器600如何被用于构造图5的电路。

55nm CMOS工艺中的变压器设计的一个实例如下：

用2.3mA I_DC偏置晶体管以提供本征

L_P＝0.85nH，L_S＝0.65nH并且L_T＝0.9nH

n_P,S＝0.87，n_T,S＝0.85并且n_T,P＝0.95

k_P,S＝0.6，k_T,S＝0.33并且k_T,P＝0.5

根据这些数字，增益和输入阻抗Z_i可以计算为：

使用相同设计，除了具有k_T,S＝0(即，具有减小到零的第三-次级耦合系数)：

因此，在两种情况下，输入阻抗与50Ω天线良好匹配并且放大器具有高增益。

图7展示了在55nm CMOS中的图5的放大器500的实施例的前向反射系数(回波损耗)S₁₁和前向传输系数S₂₁。前向反射系数S₁₁展示了可以认为放大器在从大约6.5GHz到11GHz的宽频率范围上是阻抗匹配的(低于-10dB)。这是适用于超宽带(UWB)应用的极好的宽带响应。前向传输系数S₂₁展示了极好的信号响应，在约7.3GHz处峰值超过30dB。可以通过适当地选择负载电感和电容(实际的或寄生的)来在频率上调谐放大器的峰值响应，在其中形成并联LC谐振电路。LC谐振电路的Q因子确定LNA的频率选择性(带宽)。

应了解，在不脱离所附权利要求书的范围的情况下，可以对上述电路进行变化和修改。