阅读说明：本技术 一种低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器 (Low-phase-noise double-resonant-cavity noise filtering voltage-controlled oscillator ) 是由 张雷 袁泽心 于 2020-04-26 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器,属于微波集成电路设计技术领域。由交叉耦合对管、固定电容阵列、可变电容阵列、源漏耦合变压器以及二次谐波阻挡电路组成。交叉耦合对管由两个对称的射频晶体管组成,用来补偿电感电容谐振腔中的损耗,固定电容阵列由2对被外部数字码控制的电容组成,可变电容阵列由一对变容管组成,源漏耦合变压器由65nm工艺中的极厚第九金属层绕线组成,二次谐波阻挡电路由谐振在载波频率二倍频的电感电容谐振腔组成。本发明采用变压器耦合的源漏同向摆动以增大振荡器的摆幅,采用在振荡器底部串接二次谐波抑制电路,以抑制振荡器中二次谐波电流导致的闪烁噪声上的变频,从而降低了压控振荡器的相位噪声。(The invention relates to a low-phase-noise voltage-controlled oscillator with double resonant cavity noise filtering, belonging to the technical field of microwave integrated circuit design. The device comprises cross-coupled pair tubes, a fixed capacitor array, a variable capacitor array, a source-drain coupling transformer and a second harmonic blocking circuit. The cross coupling pair transistor is composed of two symmetrical radio frequency transistors and is used for compensating loss in an inductance-capacitance resonant cavity, the fixed capacitance array is composed of 2 pairs of capacitances controlled by an external digital code, the variable capacitance array is composed of a pair of variable capacitance tubes, the source-drain coupling transformer is composed of a winding of a ninth metal layer with the thickness of 65nm in the process, and the second harmonic wave blocking circuit is composed of an inductance-capacitance resonant cavity which resonates at carrier frequency doubling. The invention adopts the source-drain equidirectional swing of the transformer coupling to increase the swing amplitude of the oscillator, and adopts the secondary harmonic suppression circuit connected in series at the bottom of the oscillator to suppress the frequency conversion on flicker noise caused by the secondary harmonic current in the oscillator, thereby reducing the phase noise of the voltage-controlled oscillator.)

一种低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器

技术领域

本发明涉及一种低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器，属于微波集成电路设计技术领域。

背景技术

近年来，汽车电子及汽车毫米波雷达技术快速发展，逐步证明了毫米波在汽车雷达系统中的应用能力。未来的汽车将会装备多台雷达用于不同方向的探测，为了降低汽车雷达的成本，必须将雷达的信号发射和数据处理全部集成在一个互补金属氧化物(以下英文简称CMOS)工艺制造的片上系统上，其中需要用到一个高频的锁相环为接收和发射提供纯净的本振信号以减少相位噪声对于测距测速精度的影响。

对于一个CMOS锁相环，相位噪声的主要来源是电荷泵和压控振荡器。其中，电荷泵决定锁相环的带内噪声，压控振荡器决定锁相环的带外噪声。但是，我们常常发现锁相环的带宽不过在百kHz量级，这个频段的压控振荡器闪烁噪声上变频恶化的相位噪声会在总体性能上体现出来。根据Hajimiri在1998年发表的文章《A.Hajimiri and T.H.Lee,"Ageneral theory of phase noise in electrical oscillators,"in IEEE Journal ofSolid-State Circuits,vol.33,no.2,pp.179-194,Feb.1998.》中的ISF理论，闪烁噪声上变频将导致压控振荡器输出波形的不对称以及ISF_eff,dc增大，所以需要采用一些技术降低。2016Mina Shahmohammadi在《M.Shahmohammadi,M.Babaie and R.B.Staszewski,"A 1/fNoise Upconversion Reduction Technique for Voltage-Biased RF CMOSOscillators,"in IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.51,no.11,pp.2610-2624,Nov.2016.》中用定性的方法说明了ISF_eff,dc增大主要是由于振荡波形中2次谐波电流导致的。

发明内容

本发明的目的是提出一种低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器，以抑制二次谐波电流的方法来降低ISF_eff,dc，改善压控振荡器的相位噪声性能。

本发明提出的低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器，包括交叉耦合对管M1、M2、固定电容阵列、可变电容阵列、源漏耦合变压器以及二次谐波阻挡电路；所述的固定电容阵列与可变电容阵列并联，固定电容阵列与可变电容阵列并联后的两端分别接在双谐振腔噪声滤波压控振荡器的输出结点，该输出结点即交叉耦合对管的漏极，同时该输出结点分别与源漏耦合变压器的外圈端口相接，源漏耦合变压器的源极与源漏耦合变压器的内圈端口相接，源漏耦合变压器的电压偏置抽头p5接电源，源漏耦合变压器的地抽头p6与二次谐波阻挡电路的一端相连接，二次谐波阻挡电路的另一端接地。

上述双谐振腔噪声滤波压控振荡器，其中：

所述的交叉耦合对管由两个对称的射频晶体管M1和M2组成，NMOS晶体管M1的栅极接源漏耦合变压器变压器外圈L1的输入节点p2，M1的漏极接变压器外圈L1的输入节点p1，NMOS晶体管M1的栅极接源漏耦合变压器内圈L2的输入节点p3；NMOS晶体管M2的栅极接源漏耦合变压器变压器外圈L1的输入节点p1，M2的漏极接源漏耦合变压器变压器外圈L1的输入节点p2，NMOS晶体管M2的栅极接源漏耦合变压器变压器内圈L2的输入节点p4，交叉耦合对管用来补偿电感电容谐振腔中的损耗以维持振荡；

所述的固定电容阵列，由四个电容C1、C2、C3、C4，分别与四个电容C1、C2、C3、C4端接的四个电阻R1、R2、R3、R4，两个开关晶体管MC0和MC1，以及两个反相器F0和F1组成；所述电容C1与所述电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与反相器F0的输出端相连，反相器F0的输出端与电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与所述开关晶体管MC0的漏极相连，开关晶体管MC0的漏极同时与电阻R1的另一端相连；所述电容C3的一端与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端与反相器F1的输出端相连，反相器F1的输出端同时与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与开关晶体管MC1的漏极相连，开关晶体管MC1的漏极同时与所述电阻R3的另一端相连；当从所述振荡器外部输入的数字控制信号c0＝1时，所述电容C1的另一端和电容C2的另一端通过输入端口p1、p2接入双谐振腔噪声滤波压控振荡器的谐振腔；当数字控制信号c0＝0时，电容C1的另一端和电容C2的另一端不接入谐振腔，当数字控制信号c1＝1时，电容C3的另一端和电容C4的另一端通过源漏耦合变压器外部线圈的输入端口p2、p1接入谐振腔；当从所述振荡器外部输入的数字控制信号c1＝0时，电容C3的另一端和电容C4的另一端不接入谐振腔，所述的固定电容阵列用于离散地调节振荡频率；

所述的可变电容阵列由变容管CV1、变容管CV2、变容管CV3和变容管CV4构成，其中变容管CV1的栅端接输入端口p1，变容管的体端接控制端网线1，变容管CV2的栅端接输入端口p2，变容管CV2的体端接控制端网线1，变容管CV3的栅端接输入端口p3，变容管CV3的体端接控制端网线1，变容管CV4的栅端接输入端口p4，变容管CV4的体端接控制端网线1；所述的可变电容阵列用于连续地调节振荡频率；

所述源漏耦合变压器包含6个端口：外圈L1的两个输出端口p1和p2分别与交叉耦合对管的射频晶体管M1和M2相连，内圈L2的两个输出端口p3和p4与交叉耦合对管的源极相连接，源漏耦合变压器的电压偏置抽头p5接电源，抽头地p6接地；所述源漏耦合变压器用于形成源漏同向的振荡波形；

所述二次谐波阻挡电路，由电感电容谐振腔Ls和Cs组成，电感电容谐振腔Ls与电感电容Cs并联，电感电容谐振腔Ls与电感电容Cs并联后的一端与源漏耦合变压器的抽头地p6相连接，电感电容谐振腔Ls与电感电容Cs并联后的一端另一端接地；所述二次谐波阻挡电路用于抑制振荡器中的二次谐波电流。

本发明提出的低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器，其优点是：

1、本发明的低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器中，采用了变压器耦合带来的源漏同向摆动以增大振荡器的摆幅，因此降低了压控振荡器相位噪声。

2、本发明采用了在振荡器底部串接二次谐波抑制电路的方法，以抑制二次谐波导致的闪烁噪声上的变频，进一步降低了压控振荡器的相位噪声。

附图说明

图1为本发明提出的低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器的电路原理图。

图2为本发明的双谐振腔噪声滤波压控振荡器中固定电容阵列结构图。

图3为采用二次谐波阻挡电路前后压控振荡器的ISF函数对比图。

图4为采用二次谐波阻挡电路前后压控振荡器的相位噪声对比图。

具体实施方式

本发明提出的低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器，其电路原理图如图1所示，包括交叉耦合对管、固定电容阵列、可变电容阵列、源漏耦合变压器以及二次谐波阻挡电路；所述的固定电容阵列与可变电容阵列并联，固定电容阵列与可变电容阵列并联后的两端分别接在双谐振腔噪声滤波压控振荡器的输出结点，该输出结点即交叉耦合对管的漏极，同时该输出结点分别与源漏耦合变压器的外圈端口相接，源漏耦合变压器的源极与源漏耦合变压器的内圈端口相接，源漏耦合变压器的电压偏置抽头接电源，源漏耦合变压器的地抽头与二次谐波阻挡电路的一端相连接，二次谐波阻挡电路的另一端接地。

上述双谐振腔噪声滤波压控振荡器中：

所述的交叉耦合对管由两个对称的射频晶体管M1和M2组成，NMOS晶体管M1的栅极接源漏耦合变压器变压器外圈L1的输入节点p2，M1的漏极接变压器外圈L1的输入节点p1，NMOS晶体管M1的栅极接源漏耦合变压器内圈L2的输入节点p3；NMOS晶体管M2的栅极接源漏耦合变压器变压器外圈L1的输入节点p1，M2的漏极接源漏耦合变压器变压器外圈L1的输入节点p2，NMOS晶体管M2的栅极接源漏耦合变压器变压器内圈L2的输入节点p4，交叉耦合对管用来补偿电感电容谐振腔中的损耗以维持振荡；

所述的固定电容阵列，其电路原理图如图2所示，由四个电容C1、C2、C3、C4，分别与四个电容C1、C2、C3、C4端接的四个电阻R1、R2、R3、R4，两个开关晶体管MC0和MC1，以及两个反相器F0和F1组成。电容C1与所述电阻R1的一端相连，电阻R1的另一端与反相器F0的输出端相连，反相器F0的输出端与电阻R2的一端相连，电阻R2的另一端与所述开关晶体管MC0的漏极相连，开关晶体管MC0的漏极同时与电阻R1的另一端相连；所述电容C3的一端与电阻R3的一端相连，电阻R3的另一端与反相器F1的输出端相连，反相器F1的输出端同时与电阻R4的一端相连，电阻R4的另一端与开关晶体管MC1的漏极相连，开关晶体管MC1的漏极同时与所述电阻R3的另一端相连；当从所述振荡器外部输入的数字控制信号c0＝1时，所述电容C1的另一端和电容C2的另一端通过输入端口p1、p2接入双谐振腔噪声滤波压控振荡器的谐振腔；当数字控制信号c0＝0时，电容C1的另一端和电容C2的另一端不接入谐振腔，当数字控制信号c1＝1时，电容C3的另一端和电容C4的另一端通过源漏耦合变压器外部线圈的输入端口p2、p1接入谐振腔；当从所述振荡器外部输入的数字控制信号c1＝0时，电容C3的另一端和电容C4的另一端不接入谐振腔，所述的固定电容阵列用于离散地调节振荡频率；

所述的可变电容阵列，由变容管CV1、变容管CV2、变容管CV3和变容管CV4构成，其中变容管CV1的栅端接输入端口p1，变容管的体端接控制端网线1，变容管CV2的栅端接输入端口p2，变容管CV2的体端接控制端网线1，变容管CV3的栅端接输入端口p3，变容管CV3的体端接控制端网线1，变容管CV4的栅端接输入端口p4，变容管CV4的体端接控制端网线1。可变电容阵列用于连续地调节振荡频率；

所述源漏耦合变压器由65nm工艺中的极厚第九金属层绕线组成，包含6个端口：外圈L1的两个输出端口p1和p2分别与交叉耦合对管的射频晶体管M1和M2相连，内圈L2的两个输出端口p3和p4与交叉耦合对管的源极相连接，源漏耦合变压器的电压偏置抽头p5接电源，抽头地p6接地；所述源漏耦合变压器用于形成源漏同向的振荡波形；

所述二次谐波阻挡电路，由谐振在载波频率二倍频的电感电容谐振腔Ls和Cs组成，电感电容谐振腔Ls与电感电容Cs并联，电感电容谐振腔Ls与电感电容Cs并联后的一端与源漏耦合变压器的抽头地p6相连接，电感电容谐振腔Ls与电感电容Cs并联后的一端另一端接地；所述二次谐波阻挡电路用于抑制振荡器中的二次谐波电流。

为使本发明的目的、技术方案和特点更加清楚明确，下面结合附图进行详细说明与描述：

如图1所示，本发明的低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器，由交叉耦合对管、固定电容阵列、可变电容阵列、源漏耦合变压器以及二次谐波阻挡电路组成。交叉耦合对管由两个对称的TSMC CMOS 65nm nmos_25ud18射频晶体管组成，其栅极和漏极分别通过金属连线连接到对方的漏极和栅极，用来补偿电感电容谐振腔中的损耗以维持振荡。固定电容阵列由2位数字码控制的电容组成，数字控制电容可以由外部数字控制码控制是否接入振荡器谐振腔，数字控制电容由外部数字控制码控制接入振荡器谐振腔的数量越多，则振荡频率越低。可变电容阵列由一对变容管组成，变容管是一种源漏为N型重掺杂，阱为N型轻掺杂的自反型的晶体管，其容值随着栅-体电压的增大而增大，变容管在振荡器中的接法是栅极接输出结点，体端接控制电压结点，故控制电压越大，栅-体电压越小，变容管接入谐振腔的电容越小，振荡频率越高。源漏耦合变压器由65nm工艺中的极厚第九属层绕线组成，包含6个端口：外圈的2个端口(p1、p2)接在耦合对管漏极，内圈的2个端口(p3、p4)接在耦合对管源极，1个抽头电压偏置点(p5)，1个抽头地(p6)；所述二次谐波阻挡电路由一个较小的谐振在载波频率二倍频的电感电容谐振腔(Ls、Cs)组成；所述二次谐波阻挡电路可以抑制振荡器中的二次谐波电流，从而抑制闪烁噪声上变频，提升相位噪声性能；具体连接方式如下：

图1所示的交叉耦合对管，由晶体管M1、M2构成，其中晶体管M1、M2是NMOS晶体管。NMOS晶体管M1的栅极接变压器外圈L1的输入节点p2，M1的漏极接变压器外圈L1的输入节点p1，NMOS晶体管M1的栅极接变压器内圈L2的输入节点p3；NMOS晶体管M2的栅极接变压器外圈L1的输入节点p1，M2的漏极接变压器外圈L1的输入节点p2，NMOS晶体管M2的栅极接变压器内圈L2的输入节点p4。图1所示的可变电容阵列，由变容管CV1、CV2、CV3、CV4构成，其中变容管CV1栅端接p1，体端接控制端网线1；变容管CV2栅端接p2，体端接控制端网线1；变容管CV3栅端接p3，体端接控制端网线1；变容管CV4栅端接p4，体端接控制端网线1。图1所示固定电容阵列在图2中详细示出。

图2所示的固定电容阵列，由电容C1、C2、C3、C4，分别与它们端接的4个电阻R1、R2、R3、R4，两个开关晶体管MC0和MC1，以及两个反相器F0和F1组成；所述电容C1与所述电阻R1相连，所述电阻R1与所述反相器F0输出端相连，所述反相器F0输出端与电阻R2相连，所述电阻R2与所述开关晶体管MC0相连，所述开关晶体管MC0与所述电阻R1相连；所述电容C3与所述电阻R3相连，所述电阻R3与所述反相器F1输出端相连，所述反相器F1输出端与电阻R4相连，所述电阻R4与所述开关晶体管MC1相连，所述开关晶体管MC1与所述电阻R3相连；当从所述振荡器外部输入的数字控制信号c0＝1时，所述电容C1和电容C2通过输入端口p1、p2接入双谐振腔噪声滤波压控振荡器的谐振腔；当数字控制信号c0＝0时，所述电容C1和电容C2不接入谐振腔，当数字控制信号c1＝1时，电容C3和电容C4通过输入端口p1、p2接入谐振腔；当从所述振荡器外部输入的数字控制信号c1＝0时，所在的电容C3和电容C4不接入谐振腔；所述固定电容阵列用于离散地调节振荡频率；

图1所示源漏耦合变压器由65nm工艺中的极厚第九金属层绕线组成，包含6个端口：外圈的2个端口(p1、p2)接在耦合对管漏极，内圈的2个端口(p3、p4)接在耦合对管源极，1个抽头电压偏置点(p5)，1个抽头地(p6)；其中两个线圈的耦合系数k的取值范围为0.4～0.3。

图1所示二次谐波阻挡电路，由一个较小的谐振在载波频率二倍频的电感电容谐振腔(Ls、Cs)组成；Ls、Cs并联，一端接p6端口，另一端接地；所述二次谐波阻挡电路可以抑制振荡器中的二次谐波电流，从而抑制闪烁噪声上变频，提升相位噪声性能。

本发明的一个实施例中，采用65nm CMOS工艺(为本技术领域的常规制备工艺)制备低相位噪声的双谐振腔噪声滤波压控振荡器电路，其仿真结果由图3、图4给出。其中，图3为采用二次谐波阻挡电路前后压控振荡器的ISF函数对比图，采用后可见ISF函数整体出现下降，其平均值亦出现下降根据脉冲敏感函数理论，其闪烁噪声上变频为相位噪声的程度应减弱，这可以由图4加以验证；图4为采用二次谐波阻挡电路前后压控振荡器的相位噪声对比图，采用二次谐波阻挡电路后相位噪声水平出现下降。从图3和图4中可以看出，本发明提出的压控振荡器电路可提升传统压控振荡器电路的相位噪声性能。

以上实施例验证了本发明的正确性和实效性。以上所述仅为本发明在具体CMOS工艺下与具体频段下的低相位噪声电容电感压控振荡器，但并非用于限定本发明的保护范围。