一种臭氧发生器专用电源
阅读说明：本技术 一种臭氧发生器专用电源 (Special power supply for ozone generator ) 是由 邓江城 于 2019-11-28 设计创作，主要内容包括：本发明涉及臭氧发生器技术领域,公开了一种臭氧发生器专用电源,包括整流滤波电路、全桥逆变电路、升压电路、容性负载电路、PWM移相脉宽功率调控电路以及辅助电源电路；所述整流滤波电路与外部电源电连接,所述整流滤波电路通过所述全桥逆变电路与所述升压电路电连接,所述升压电路通过所述容性负载电路与臭氧发生器的双极板电连接,所述升压电路还与所述PWM移相脉宽功率调控电路电连接,所述PWM移相脉宽功率调控电路与所述全桥逆变电路电连接,所述辅助电源电路与外部电源电连接,所述PWM移相脉宽功率调控电路与所述辅助电源电路电连接。本发明提供的臭氧发生器专用电源具有电源利用率高的技术效果。(The invention relates to the technical field of ozone generators and discloses a special power supply for an ozone generator, which comprises a rectification filter circuit, a full-bridge inverter circuit, a booster circuit, a capacitive load circuit, a PWM phase-shifting pulse width power regulation circuit and an auxiliary power supply circuit, wherein the rectification filter circuit is connected with the full-bridge inverter circuit; the rectification filter circuit is electrically connected with an external power supply, the rectification filter circuit passes through the full-bridge inverter circuit with the booster circuit is electrically connected, the booster circuit passes through the capacitive load circuit is electrically connected with ozone generator's bipolar plate, the booster circuit still with PWM phase shift pulse width power regulation and control circuit electricity is connected, PWM phase shift pulse width power regulation and control circuit with the full-bridge inverter circuit electricity is connected, auxiliary power supply circuit is electrically connected with the external power supply, PWM phase shift pulse width power regulation and control circuit with the auxiliary power supply circuit electricity is connected. The special power supply for the ozone generator provided by the invention has the technical effect of high power supply utilization rate.)
技术领域
本发明涉及臭氧发生器技术领域，具体涉及一种臭氧发生器专用电源。
背景技术
臭氧产量主要取决于两个方面：一方面是环境因素，如温度、压力、氧浓度，这些条件决定了气体中臭氧能达到的最大浓度，温度越低、压力越大、氧浓度越高，产生臭氧浓度越高；另一方面是放电功率，这一条件主要决定气体中臭氧产生的速度。气体在不同电源条件下的放电试验表明，在高频高压交流电源条件下，电子在放电空间不断来回运动，增加了与气体分子碰撞的次数，使电离能力显著提高，击穿电压明显降低，放电比直流条件下更易自持。根据以上分析，臭氧发生器适宜采用高频高压正弦交流电源。然而目前臭氧发生器的电源存在电源利用效率不高的问题。
发明内容
本发明的目的在于克服上述技术不足，提供一种臭氧发生器专用电源，解决现有技术中臭氧发生器的电源利用效率不高的技术问题。
为达到上述技术目的，本发明的技术方案提供一种臭氧发生器专用电源，包括整流滤波电路、全桥逆变电路、升压电路、容性负载电路、PWM移相脉宽功率调控电路以及辅助电源电路；
所述整流滤波电路与外部电源电连接，所述整流滤波电路通过所述全桥逆变电路与所述升压电路电连接，所述升压电路通过所述容性负载电路与臭氧发生器的双极板电连接，所述升压电路还与所述PWM移相脉宽功率调控电路电连接，所述PWM移相脉宽功率调控电路与所述全桥逆变电路电连接，所述辅助电源电路与外部电源电连接，所述PWM移相脉宽功率调控电路与所述辅助电源电路电连接。
与现有技术相比，本发明的有益效果包括：本发明采用PWM移相脉宽控制调功方式，其具有常规PWM控制恒频的特点，克服了直流调功和PFM调功无法做到恒频的缺陷，而且在调功过程中可以ZCS(零电流)开关或ZVS(零电压)开关，降低全桥逆变电路中开关管的开关功耗，有效提高电源利用率。。
附图说明
图1是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的电路原理图；
图2是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的整流滤波电路的电路图；
图3是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的全桥逆变电路的电路图；
图4是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的升压电路、容性负载电路、电流采样电路以及电压采样电路的电路图；
图5是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的功率控制电路的电路图；
图6是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的驱动单元电路的电路图；
图7是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的过压保护电路的电路图；
图8是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的过流保护电路的电路图；
图9是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的过热保护电路的电路图；
图10是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的辅助整流滤波电路的电路图；
图11是本发明提供的臭氧发生器专用电源一实施方式的稳压电路的电路图；
附图标记：
1、整流滤波电路，2、全桥逆变电路，3、升压电路，4、容性负载电路，5、PWM移相脉宽功率调控电路，51、电流采样电路，52、电压采样电路，53、功率控制电路，54、隔离驱动电路，541、驱动单元电路，55、保护电路，551、过压保护电路，552、过流保护电路，553、过热保护电路，6、辅助电源电路，61、辅助整流滤波电路，62、稳压电路,10、外部电源，20、双极板。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例1
如图1所示，本发明的实施例1提供了臭氧发生器专用电源，以下简称本电源，包括整流滤波电路1、全桥逆变电路2、升压电路3、容性负载电路4、PWM移相脉宽功率调控电路5以及辅助电源电路6；
所述整流滤波电路1与外部电源10电连接，所述整流滤波电路1通过所述全桥逆变电路2与所述升压电路3电连接，所述升压电路3通过所述容性负载电路4与臭氧发生器的双极板20电连接，所述升压电路3还与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接，所述PWM移相脉宽功率调控电路5与所述全桥逆变电路2电连接，所述辅助电源电路6与外部电源10电连接，所述PWM移相脉宽功率调控电路5与所述辅助电源电路6电连接。
本实施例提供的臭氧发生器专用电源，重点解决臭氧发生器电源利用率低的问题，本实施例要求电源利用率达到85％以上，理论上1Kg臭氧需耗电1Kw，本电源设计功率为2.5KW，取用功率不高，因此，外部电源10供电取用单相220V电源。外部电源10通过整流滤波电路1共模抑制滤波后不可控整流。整流后经大容量负载电容滤波补偿，输出直流电压达300V-310V。输出直流电压经全桥逆变电路2逆变后在经过升压电路3升压，最后经容性负载电路4输出至臭氧发生器的双极板20进行臭氧的生产。PWM移相脉宽功率调控电路5用于对全桥逆变电路2的输出功率进行调控。
由介质阻挡放电的原理可知，影响臭氧的产量与浓度的因素有很多，从供电电源的角度来看，放电功率，即电源输出功率是影响臭氧产量与浓度最主要的因素。供电功率与臭氧浓度或产量存在单调增长关系，在实际应用中，可以通过调节臭氧发生器供电电源的功率来调节发生器臭氧的产量与浓度。
对供电电源功率的控制重点体现在对组成臭氧电源的整流电路和逆变电路的控制上。本实施例采用串联谐振式全桥逆变电路2，全桥逆变电路2的调功方式可分为直流调功和交流调功两大类。结合本电源的实际应用要求，综合各类电源调功技术的特点，本电源电路设计拟采用PWM移相脉宽控制调功方案，即PWM移相脉宽功率调控电路5实现电源功率的调控。
PWM移相脉宽功率调控电路5是一种软开关(软开关过程是通过电感和电容的谐振，使流过开关器件的电流或器件两端电压按照正弦规律变化，当电流自然过零时，器件关断，当电压下降到零时，器件导通)控制方式，这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规PWM变换技术的结合，其基本工作原理为：全桥逆变电路2包括两个桥臂，PWM移相脉宽功率调控电路5驱动每个桥臂的两个开关管180度互补导通，两个桥臂的导通之间相差一个相位，即所谓的移相角，通过调节此移相角的大小，来调节输出电压脉冲宽度，从而得到占空比可调的正负半周对称的交流方波电流，达到调节相应的输出电压的目的，进而调节电源输出功率。
PWM移相脉宽控制调功方式具有常规PWM控制恒频的特点，克服了直流调功和PFM调功无法做到恒频的缺陷，而且在调功过程中可以ZCS(零电流)开关或ZVS(零电压)开关，降低全桥逆变电路2中开关管的开关功耗，有效提高电源利用率。
优选的，如图2所示，所述整流滤波电路1包括电容C03、共轭电感L01、电容C04、二极管D01、二极管D02、二极管D03、二极管D04、电容C05、电容C06、电容C07、电容C08、电感L02、电容C09、电容C010、电容C011、电容C012、电阻R01以及电阻R02；
外部电源10的两端VIN通过所述电容C03电连接，所述电容C03的两端分别与所述共轭电感L01电连接，所述共轭电感L01分别与所述电容C04的两端电连接，所述电容C04的一端与所述二极管D01的阳极电连接，所述二极管D03的阳极与所述电容C04的另一端电连接，所述二极管D01的阳极与所述二极管D02的阴极电连接，所述二极管D02的阳极接地，所述二极管D02的阳极与所述二极管D04的阳极电连接，所述二极管D04的阴极与所述二极管D03的阳极电连接，所述二极管D03的阴极与所述二极管D01的阴极电连接，所述二极管D03的阴极依次通过所述电容C05以及电容C06与所述二极管D04的阳极电连接，所述电容C07与所述电容C05并联，所述电容C08与所述电容C06并联，所述电感L02与所述电容C09串联后与所述电容C07并联，所述电容C010与所述电容C08并联，所述电容C011与所述电容C09并联，所述电容C012与所述电容C010并联，所述电阻R01与所述电容C011并联，所述电阻R02与所述电容C012并联，所述电阻R01与所述电容C011的公共端为整流滤波电路1的输出端VC，所述电阻R02与所述电容C012的公共端均为整流滤波电路1的输出端VE，所述整流滤波电路1的两个输出端分别与所述全桥逆变电路2电连接。
整流滤波电路1采用二极管不可控整流桥，将220V交流电变为310V直流，实现AC/DC变换，提供给全桥逆变电路2。本实施例中整流滤波电路1采取单电源供电，取用功率2000W，电源母线平均电流6.45A。最大峰值电流按15A计算。
优选的，如图3所示，所述全桥逆变电路2包括开关管Qa、开关管Qb、开关管Qc以及开关管Qd；
所述整流滤波电路1的一输出端与所述开关管Qa的漏极电连接，所述开关管Qa的源极与所述开关管Qb的漏极电连接，开关管Qb的源极与所述整流滤波电路1的另一输出端电连接，所述开关管Qa的漏极与所述开关管Qc的漏极电连接，所述开关管Qc的源极与所述开关管Qd的漏极电连接，所述开关管Qd的源极与所述开关管Qb的源极电连接；
所述开关管Qa的漏极通过电容Ca与二极管Da的阳极电连接，所述二极管Da的阴极与所述开关管Qa的源极电连接，所述二极管Da的阳极通过电阻Ra与所述开关管Qb的源极电连接，所述开关管Qa的漏极通过电容Ca1与所述开关管Qa的源极电连接，所述开关管Qa的漏极与稳压管Da1的阳极电连接，所述稳压管Da1的阴极与稳压管Da2的阴极电连接，所述稳压管Da2的阳极与所述开关管Qa的源极电连接，所述稳压管Da2的阳极通过电阻Rgea与所述稳压管Da1的阳极电连接，所述开关管Qa的栅极通过电阻Rga与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接，所述开关管Qa的漏极、源极分别与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
所述开关管Qb的漏极与二极管Db的阳极电连接，所述二极管Db的阴极通过电容Cb与所述开关管Qb的源极电连接，所述二极管Db的阴极通过电阻Rb与所述开关管Qa的漏极电连接，所述开关管Qb的漏极通过电容Cb1与所述开关管Qb的源极电连接，所述开关管Qb的漏极与稳压管Db1的阳极电连接，所述稳压管Db1的阴极与稳压管Db2的阴极电连接，所述稳压管Db2的阳极与所述开关管Qb的源极电连接，所述稳压管Db2的阳极通过电阻Rgeb与所述稳压管Db1的阳极电连接，所述开关管Qb的栅极通过电阻Rgb与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接，所述开关管Qb的漏极、源极分别与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
所述开关管Qc的漏极通过电容Cc与二极管Dc的阳极电连接，所述二极管Dc的阴极与所述开关管Qc的源极电连接，所述二极管Dc的阳极通过电阻Rc与所述开关管Qd的源极电连接，所述开关管Qc的漏极与稳压管Dc1的阳极电连接，所述稳压管Dc1的阴极与稳压管Dc2的阴极电连接，所述稳压管Dc2的阳极与所述开关管Qc的源极电连接，所述稳压管Dc2的阳极通过电阻Rgec与所述稳压管Dc1的阳极电连接，所述开关管Qc的栅极通过电阻Rgc与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接，所述开关管Qc的漏极、源极分别与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
所述开关管Qd的漏极与二极管Dd的阳极电连接，所述二极管Dd的阴极通过电容Cd与所述开关管Qd的源极电连接，所述二极管Dd的阴极通过电阻Rd与所述开关管Qc的漏极电连接，所述开关管Qd的漏极与稳压管Dd1的阳极电连接，所述稳压管Dd1的阴极与稳压管Dd2的阴极电连接，所述稳压管Dd2的阳极与所述开关管Qd的源极电连接，所述稳压管Dd2的阳极通过电阻Rged与所述稳压管Dd1的阳极电连接，所述开关管Qd的栅极通过电阻Rgd与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接，所述开关管Qd的漏极、源极分别与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
所述开关管Qb的漏极以及所述开关管Qd的漏极均为所述全桥逆变电路2的输出端V-OUT。
开关管Qa-Qd为IGBT功率开关管，分为超前桥臂(左半桥)和滞后桥臂(右半桥)。四个开关管内分别内置有反并联的二极管，开关管零电压开关依靠功率开关管内反并联的二极管的导通实现开关管零电压开通，通过开关管内谐振电容的充电过程实现功率器件的零电压关断。在PWM移相控制零压开关变换过程中，开关管的导通关断时间恒定。导通依次顺序为Qa-Qd-Qc-Qb。同一桥臂的开关管为反相互锁导通，对角开关管导通具有相移，从而使共导时间随相移的变化而变化。由于开关管存在关断时间，同一桥臂的2个开关管导通关断时，需要一定的延时时间(死区时间)，以防止直通，保证开关管的安全；同时，为保证开关管的零开通，需要分别设定合适的领先臂与滞后臂的延时时间。全桥四个IGBT开关管的导通和关闭，分别由脉冲发生器输出的移相脉冲信号控制。开关管选择西门康(SEMIKRON)SKM75GB128D型IGBT开关管模块。
开关管Qa～Qd为全控型电力IGBT开关管；电容Ca1和Cb1分别为与开关管Qa和开关管Qb并联的电容，由于电容Ca1和Cb1的作用，使开关管Qa和开关管Qb在电源启动时，成为超前桥臂(基准桥臂)。电路供电为单边电源，以防止高频升压变压器原边直流电流造成偏磁。开关管在关断时，尽管采用了软关断(零电流关断)，因电路开关频率高，电路中电流变化率还是很大的，在开关管关断时，由于电路分布电感的存在，过高的电流变化率会使分布电感产生高压脉冲。开关管关断高压脉冲是损坏元件和增加损耗的重要因素。一般功率较大的全桥逆变电路2都应设置开关管关断缓冲吸收回路。电路中二极管Da1-Dd1、电阻Ra-Rd、电容Ca-Cd分别构成四个开关管的关断RCD型缓冲吸收回路。
具体的：缓冲电容Ca、Cb、Cc、Cd,缓冲电容利用电容的储能特性将相应开关管关断时的线路浪涌电压吸收，提高电路本身的安全性，只需将缓冲电容电压控制在开关管的漏极与源极之间的耐压值以下即可。
缓冲电阻Rgea、Rgeb、Rgec、Rged,缓冲电阻的作用是在开关管下一次关断动作进行前，要将存储在缓冲电容中的电荷释放90％的以上。
缓冲二极管Da1、Da2、Db1、Db2、Dc1、Dc2、Dd1、Dd2,缓冲二极管的瞬态正向电压下降是开关管关断时发生尖峰电压的原因之一。一旦缓冲二极管的反向恢复时间加长，高频交换动作时缓冲二极管产生的损耗就变大，并且缓冲二极管的反向恢复时，开关管的漏极与源极间电压振荡幅度将加大。因此，缓冲二极管应选择瞬态正向电压低，反向恢复时间短，反向恢复平顺的快恢复二极管。开关管ZCS，ZVS集电极电流，集电极电压，门极电压驱动信号关系如下图。
优选的，如图4所示，所述升压电路3包括变压器B100，所述容性负载电路4包括电容组C100；
所述全桥逆变电路2的一输出端与所述变压器B100的原边的一端电连接，所述全桥逆变电路2的另一输出端通过所述电容组C100与所述变压器B100的原边的另一端电连接，所述变压器B100的副边的一端通过电感L100与臭氧发生器的一极板电连接，所述变压器B100的副边的一端通过电感L100与臭氧发生器的一极板电连接，所述变压器B100的副边的另一端与臭氧发生器的另一极板电连接。
变压器B100需要选用高频高压变压器，高频高压变压器的体积通常只有工频变压器的几分之一，使得漏感、分布电容、绝缘及磁芯的选择都变得更加复杂。因此，合适的变压器漏感，较小的分布电容，高强度的绝缘和负温度系数，高居里温度的磁芯材料四个要素，是高频高压变压器的设计关键。
综合串联谐振变换器和高压变压器的特点，高频高压变压器的设计原则是：利用绕组的漏感作为谐振电感，简化电路设计。尽量减小绕组的分布电容。尽可能增加绝缘厚度，保证足够的绝缘强度。
本实施例中变压器B100的电气参数如下：
变压器效率η＝95％；
变压器原边输入电压有效值U1＝300V，平均电流为I1＝7A；
副边输出交流电压有效值U2＝9000V,平均电流I2＝0.25A,正弦交流；
变压器平均输出功率P＝2KW。
变压器B100铁蕊选择：
磁芯是高频变压器的核心部件，技术要求比较高，由于电路频率比较高，变压器磁芯选择微晶体磁性材，微晶体磁性材料磁芯应满足：具有高的饱和磁通密度，具有较低的功率损耗，即涡流损耗小，具有较高的居里温度。根据估算，磁心截面积Ae＝3cm2左右，根据市售标准磁芯，选择EC59-62型微晶铁氧体磁芯。
线圈绕制：根据铁芯结构，原边和副边线圈在同一园形骨架上，由下至上分开绕制，其中，高压侧绕组分三段绕制后串联，每包367匝，安排在骨架上端。低压侧绕组作为一个线包绕制。置于骨架下端。
绝缘：绕组层间绝缘用聚四氟乙烯薄膜，绕组浸漆处理。
对于容性负载，提高供电电源功率因数的一项主要方法是采用补偿电感与容性负载串联或并联使电路工作在负载谐振状态。本电源采用串联电感谐振方案，可使电路工作于谐振状态或准谐振状态，从而提高负载电路的功率因数，提高电源的功率密度，改善电路的性能。
本实施例中补偿电感为电感L100，补偿电感是串联谐振的重要元件，主要作用是储存能量，具体设计与变压器B100相似，电感L100电感值取18mH,采用环形微晶铁氧体磁芯，环形磁芯气隙包含在材料内部，不再计算气隙电感。电感设计比较复杂，为了计算简便，采用先选择磁芯再估算匝数和线径的方法，在完成好制作后，再根据实验确定精确匝数。
因全桥逆变电路2采用单电源供电，为避免变压器B100直流偏磁，必须采用电容组C100隔断直流。本实施例中电容组C100耐压需大于600V，容量10μf无极电容，可采用三个耐压200V，容量35μf的无极电容串联实现；也可采用容量3μf，耐压600V的无极电容并联实现。
优选的，如图1所示，所述PWM移相脉宽功率调控电路5包括电流采样电路51、电压采样电路52、功率控制电路53、隔离驱动电路54以及保护电路55；
所述电流采样电路51以及电压采样电路52分别与所述升压电路3电连接，所述电流采样电路51以及电压采样电路52分别与所述功率控制电路53电连接，所述功率控制电路53通过所述隔离驱动电路54与所述全桥逆变电路2电连接，所述电压采样电路52以及所述电流采样电路51分别通过所述保护电路55与所述功率控制电路53电连接。
优选的，如图4所示，所述电流采样电路51包括霍尔电流传感器TA，所述电压采样电路52包括霍尔电压传感器TV；
所述霍尔电流传感器TA设置于所述全桥逆变电路2与所述升压电路3之间电连接的线路上，所述霍尔电流传感器TA与所述功率控制电路53电连接；所述升压电路3的一输出端依次通过电感L100、电阻R100以及电阻R200接地，所述电阻R100与所述电阻R200的公共端通过所述霍尔电压传感器TV与所述功率控制电路53电连接，所述霍尔电流传感器TA的电源端以及所述霍尔电压传感器TV的电源端分别与所述辅助电源电路6电连接，所述霍尔电流传感器TA的接地端接地，所述霍尔电压传感器TV的接地端通过电阻R300接地。
利用霍尔电流传感器TA从全桥逆变电路2总线上取得，霍尔电流传感器TA装在全桥逆变电路2板上。霍尔电流传感器TA选用型号为HEC20-LX型霍尔电流传感器，检测量程20A。
全桥逆变电路2输出电压为正弦交流电压，电压比较高，可达9000V，高压侧电压取样比较困难，需采用分压器对高压侧进行分压后，再用接入霍尔电压传感器TV，霍尔电压传感器TV选择型号为CE-VJ03-52MS2-0.2/1-500V。
优选的，如图5所示，所述功率控制电路53包括型号为UCC3895的控制芯片IC1；
所述电压采样电路52通过电阻R17与所述控制芯片IC1的ENA引脚电连接，所述控制芯片IC1的ENA引脚通过电阻R9与所述控制芯片IC1的EAOUT引脚电连接，电阻R8与电容C4串联后与所述电阻R9并联；所述电流采样电路51通过电阻R1与运算放大器IC10的反向输入端电连接，所述运算放大器IC10的反向输入端通过电阻R2与所述运算放大器IC10的输出端电连接，电容C1与所述电阻R2并联，所述运算放大器IC10的同相输入端通过电阻R5接地，所述运算放大器IC10的输出端通过电阻R4与所述运算放大器IC20的反向输入端电连接，所述运算放大器IC20的反向输入端通过电阻R3与所述运算放大器IC20的输出端电连接，电容C2与所述电阻R3并联，所述运算放大器IC20的同相输入端通过电阻R6接地，所述运算放大器IC20的输出端通过电容C3接地，所述运算放大器IC20的输出端通过电阻R7与所述控制芯片IC1的RAMP引脚电连接；所述控制芯片IC1的RAMP引脚通过电阻R11所述控制芯片IC1的REF引脚电连接，所述控制芯片IC1的RAMP引脚依次通过电阻R12以及电容C4与三极管T1的发射极电连接，所述三极管T1的发射极通过电阻R14接地，所述三极管T1的集电极与所述控制芯片IC1的REF引脚电连接，所述三极管T1的基极通过电阻R13与所述控制芯片IC1的CT引脚电连接，所述控制芯片IC1的REF引脚通过电阻R16与所述控制芯片IC1的EAP引脚电连接；所述控制芯片IC1的GND引脚接地，所述控制芯片IC1的GND引脚通过电容Ct与所述控制芯片IC1的CT引脚电连接，所述控制芯片IC1的RT引脚通过电阻Rt接地，所述控制芯片IC1的DELAB引脚通过电阻Rdeab接地，所述控制芯片IC1的DELCD引脚通过电阻Rdecd接地，所述控制芯片IC1的ADS引脚通过电阻RdS接地，所述控制芯片IC1的ADS引脚通过电阻Rca与所述控制芯片IC1的CS引脚电连接，所述控制芯片IC1的CS引脚通过电容Ccs接地，电阻RCS与所述电容Ccs并联，所述控制芯片IC1的CS引脚通过电阻R15与所述保护电路55电连接，所述控制芯片IC1的OUT-A引脚、OUT-B引脚、OUT-C引脚以及OUT-D引脚分别与所述隔离驱动电路54电连接，所述控制芯片IC1的VDD引脚与所述辅助电源电路6电连接，所述控制芯片IC1的PGND引脚接地，所述控制芯片IC1的SS/DISB引脚通过电阻R17接地，电容Csd与所述电阻R17并联。
全桥逆变电路2中，开关管Qa、开关管Qb为超前桥，开关管Qc、开关管Qd为滞后桥。在to～tl时间段内，电路的状态为：开关管Qa和开关管Qd同时导通，全桥逆变电路2输出电压和电流均为正。tl时刻关断开关管Qa，并经过死区延迟后给开关管Qb触发脉冲，由于开关管Qa两端有并联电容，因此开关管Qa的关断属于为ZVS关断(零电压开关)，由于此时电流为正，电流通过开关管Qb内置的二极管和开关管Qd续流，所以开关管Qb虽然有驱动信号，但并不导通，此时逆变电路输出电压为零：当t2时刻逆变电路输出电流过零时，关断开关管Qd，并经过死区延迟后驱动开关管Qc，显然开关管Qd的关断和开关管Qc的开通均为ZCS(零电流开关)，开关管Qb的开通既为ZCS，又为ZVS；t2-t3时间段为开关管Qc和开关管Qb同时导通阶段，此时逆变电路输出电压和电流均为负；t3时刻关断开关管Qb，并经过死区延迟后给开关管Qa加驱动信号，由于开关管Qb两端并联有电容，所以开关管Qb的关断同样属于zvs关断，此时电流通过开关管Qa内置的二极管和开关管Qc续流，逆变电路输出电压为零。当t4时刻逆变电路输出电流过零，关断开关管Qc，并经过死区延迟后给开关管Qd加驱动信号，同样开关管Qc的关断和开关管Qd的开通均为zcs(零电流开关)，开关管Qa的开通既为zvs，又为zcs：t4时刻之后逆变电路输出电压为正，电路返回to～t4时间段内的状态。
通过以上的分析可以看出，如果采用这种控制方案，可以实现超前桥臂开关管Qa和开关管Qb的开通既为zvs，又为zcs，关断为zvs，滞后桥臂开关管Qc和开关管Qd的开通和关断均为zcs。
这种控制方案虽然具有控制复杂的缺点，但是由于开关器件是软开关工作方式，所有的开关器件均是在零电压或零电流或既是零电压又是零电流的条件下完成导通与关断过程的，电路的工作频率可以大为提高。
与常规的PWM变换器相比，移相全桥ZVS/ZCS变换器具有很明显的优势，其主要特点是利用变压器漏感及开关管结电容谐振，在不增加额外元器件的情况下，通过移相控制方式，使功率开关管实现了零电压导通与关断，减小了开关损耗，保持了恒频控制。
本实施例采用的进行移相PWM控制的控制芯片IC1的型号为UCC3895DW。
UCC3895是美国TI公司生产的一种高性能电流/电压移相PWM控制集成电路芯片。UC3875(79)最大的改进是增加了自适应死区设置，以适应负载变化时不同的谐振软开关要求。同时，由于它采用了BCDMOS工艺，使得它的功耗更小，工作频率更高。
UCC3895控制全桥功率变换，是通过开关一个半桥电路相对于另一个半桥电路作移相来控制的。它采用恒频脉宽调制，结合谐振式零电压开关，提高工作频率，提高电源效率。
UCC3895应用在移相全桥软开关电路中，可以采用单电压环反馈控制方式，也可以采用峰值电流模式控制。
在峰值电流控制模式下，原边母线电流信号通过霍尔电流传感器隔离采集得到，该信号再通过滤波以及斜坡补偿电路后得到电流控制信号。电源输出电压信号经过分压和霍尔电压传感器隔离采集后，再与设定电压参考值比较得到电压控制信号。电流和电压控制信号输入移相PWM控制器UCC3895后，经由芯片内部比较器以及脉冲产生电路得到四路PWM控制信号。控制成功与否的关键就是斜坡补偿电路以及隔离驱动电路54。
UCC3895的驱动能力很弱，所以必须将这些控制信号加以功率放大并隔离，然后才能驱动主电路的两个桥臂中的开关管。采用母线电流的好处是它能反映同一桥臂上下开关管的导通情况，从而为开关管的保护电路55提供一定的依据。
UCC3895各引脚功能技术说明
1脚：EAN为差放大器的反相输入端。
2脚：EAOUT为误差放大器的输出端。在芯片内部，该脚接在PWM比较器和空载比较器的同相输入端，该脚电压在器件内部被箝位在软启动电压的数值上，当脚EAOUT电压低于500mV时，空载比较器关断各输出级电路；当EAOUT脚电压高于600mV时，空载比较器重新开通各输出级电路。
3脚：RAMP为PWM比较器的反相输入端。采用电压模式或平均电流模式控制时，该脚接振荡器定时电容CT(引脚7)上的锯齿波信号。采用峰值电流模式控制时，该脚接电流取样信号(加上斜率补偿信号)。RAMP内接放电晶体管，该晶体管在振荡器死区时间内触发。
4脚：REF为5(±2％)V基准电压输出。该电源不仅可为内部电路供电，还可为外部负载提供5mA电流。在欠压封锁状态下，基准电源关断，在其他状态下，基准电源正常供电。为使基准电源更加稳定，在脚REF到地之间接入0.1μF的旁路电容。
5脚：GND为除输出级外，芯片内所有电路的接地端。
6脚：SYNC为振荡器的同步端。该脚为双向控制脚，用作输出脚时，脚6(SYNC)输出与芯片内部时钟完全相同的时钟信号；用作输入脚时，加到脚SYNC的信号将控制内部的振荡器并作为芯片的时钟信号。这种双向控制功能可以保证多台电源同步工作。同步信号也能使外接在脚7(CT)的电容和脚3(RAMP)的电容放电，该脚内部同步电路输入电压的范围为1.9～2.1V。为了减小同步脉冲的宽度，在SYNC和GND引脚之间应接入一只3.9Ω的电阻。
7脚：CT为振荡器定时电容接入端。
8脚：RT为振荡器定时电阻接入端。在UCC3895中，外接的振荡器定时电阻RT决定外接定时电容器的充电电流，从而决定振荡器的工作频率。RT的阻值一般在40～120kΩ之间，软启动电容的充放电电流也由该电阻控制。
9、10脚：DELAB、DELCD为各互补输出端之间的延时调整。DELAB A和B之间的死区时间，DELCD可调整输出端C和D间的死区时间，该延时加到桥式变换器同一桥臂的两个互补输出脉冲之间。同时延迟时间可以选择，在延迟时间内，外部功率转换器可以实现谐振转换。
延迟时间应在同一桥臂中一只开关管关断之后，另一只开关管开通之前加入，为谐振创造条件。
11脚：ADS为自适应延时设定。自适应延时设定电路如下图所示。该脚设定最大和最小可调输出延时死区时间的比率。当该脚接CS(12脚)时不产生延时，输出延迟死区时间为零；当该脚接地时，产生最长的延时。
ADS引脚上的电压需限制在0V～2.5V范围内，并且不能超过CS引脚上的电压。另外，输出端A—D延迟控制信号输入端上的电压的最小值应箝位于0.5V。
12脚：CS脚为电流取样比较器的反相输入端，也是过流保护比较器和ADS放大器的同相输入端。采用峰值电流型控制模式时，电流信号用于逐周限流，在具有次级输出关断门限的任何情况下，电流取样信号还可以用于过流保护。出现过流故障时，输出脉冲关断，重新开始新的周期，这种功能称为带有完整软启动的“软关断”。
13、14、17、18脚：OUTA、OUTB、OUTC、OUTD为芯片内四个互补MOS驱动器的输出端。每个输出端的最大输出电流为100mA，用于驱动MOSFET。输出端A和B完全互补，工作占空比可达50％，输出端A和B驱动外接功率变换器的一个半桥电路，输出端C和D驱动外接功率变换器的另一个半桥电路，输出特性完全一致。A端和C端输出的脉冲具有一定的相移，B端和D端输出的脉冲也具有一定的相移。
15脚：VDD为电源电压端。VDD脚到地之间必须外接1.0μF以上的旁路电容。
16脚：PGND为输出级接地端。为了消除模拟电路产生的输出开关噪声，该脚为输出级的接地端，在应用过程中，该脚与脚5(GND)必须接在一起。
19脚：SS/DISB为软启动/软关断端。当下面的四种情况之一发生时，控制器将被快速关断：
当4脚REF的电压低于4V的欠压状态下，脚SS/DISB通过内部MOSFET开关管接地。当检测到过流故障(CS≥2.5V)时，软关断过程开始，软关断过程将一直维持到脚SS/DISB电压低于0.5V。软启动状态发生在当发生故障或关断状态消失后，电源电压高于启动门限电压，或者在软关断过程中，脚SS/DISB电压低于0.5V时，SS/DISB脚进入软启动状态。此时，SS/DISB引脚上灌电流的大小将等于Irt。软启动时间的大小由SS/DISB引脚上的软启动电容决定。
为了对该端上的最高电压进行限制，还需要在软启动电容上并联一只电阻。无论是在软启动、软关断，还是在禁止状态下，该端上的电压都将被有源箝位，其大小与EAOUT引脚(2脚)上的电压相等。
20脚：EAP为误差放大器的同相输入端。
优选的，所述隔离驱动电路54包括四个驱动单元电路541，四个驱动单元电路541分别与所述全桥逆变电路2的四个开关管一一对应电连接；
如图6所示，所述驱动单元电路541包括型号为M57962L的驱动芯片ICa以及型号为CD4013-A的触发器ICe；
所述驱动芯片ICa的1号引脚与二极管D20的阳极电连接，所述二极管D20的阴极对应的开关管的漏极电连接，所述驱动芯片ICa的1号引脚与稳压管D30的阴极电连接，所述稳压管D30的阳极与所述驱动芯片ICa的6号引脚电连接，所述驱动芯片ICa的5号引脚与对应的开关管的栅极电连接，所述驱动芯片ICa的4号引脚和6号引脚分别与所述辅助电源电路6电连接，所述驱动芯片ICa的4号引脚依次通过电容C10和电容C20与所述驱动芯片ICa的6号引脚电连接，电容C30与电容C10并联，电容C40与电容C20并联，所述电容C10与所述电容C20的公共端与对应的开关管的源极电连接；所述驱动芯片ICa的13引脚与三极管T20的集电极电连接，所述三极管T20的发射极接地，所述三极管T20的基极通过电阻R70与所述三极管T20的发射极电连接，所述三极管T20的基极通过电阻R60与所述功率控制电路53电连接，电容C60与所述电阻R60并联；所述驱动芯片ICa的14号引脚与所述辅助电源电路6电连接，并通过电容C70接地，电容C80与电容C70并联；
所述驱动芯片ICa的8号引脚与光耦合器G0的输入二极管的阴极电连接，所述光耦合器G0的输入二极管的阳极通过电阻R20与所述辅助电源电路6电连接，所述光耦合器G0的输出三极管的集电极与所述辅助电源电路6电连接，所述光耦合器G0的输出三极管的发射极通过电阻R10接地，并与所述触发器ICe的CLK引脚电连接，所述触发器ICe的R引脚通过电容C50与所述触发器ICe的D引脚电连接，所述触发器ICe的R引脚与二极管D10的阴极电连接，所述二极管D10的阳极接地，电阻R50与所述二极管D10并联，所述触发器ICe的VSS引脚以及S引脚均接地，所述触发器ICe的Q引脚与二极管D40的阳极电连接，所述二极管D40的阴极与所述保护电路55电连接，所述触发器ICe的Q引脚通过电阻R40与三极管T10的基极电连接，所述三极管T10的发射极接地，所述三极管T10的集电极与二极管D50的阴极电连接，所述二极管D50的阳极通过电阻R30与所述辅助电源电路6电连接，所述触发器ICe的VDD引脚以及D引脚均与所述辅助电源电路6电连接。
图6中仅示出了开关管Ga的驱动单元电路541，其他三个开关管的驱动单元电路541同理可得。
在全桥逆变电路2中，主回路电流大，开关频率高，电磁振荡较强裂，会直接影响控制电路的精确动作。为辟免开关控制信号受到主回路的影响，需要将全桥逆变电路2和功率控制电路53进行空间隔离，比较有效和简便的隔离方式是采用光耦隔离。经光耦隔离的控制信号，因驱动功率有限，无法直接驱动开关管，必须进行功率放大。采用专门的驱动电路，利用外接电源供电，提高驱动功率是驱动电路的重要作用。为了确保开关管安全，驱动电路还需提供过流缓降栅压和短路保护功能。
驱动电路设计要求检测开关管是否过流，通过设定开关管的过流域值，在开关管过流情况下，缓慢降低开关管栅压，限制开关管通过的电流，当过流时间达到2μS后，电路判断开关管是否短路，并关断开关管栅压，对开关管实施保护。
具体的，本实施例选择三菱公司生产M57962L芯片(厚膜电路)作为隔离驱动电路54的核心，即驱动芯片ICa。M57962L芯片最高工作频率为40kHz，采用双电源供电(+15V和-8V)，输出电流峰值为5A，输入信号电流为16mA，短路保护状态维持时间2mS。
M57962L为14脚封装厚膜电路，1、4、5、6、8、13、14为功能脚，11、12空位，2、3、7、9脚为空脚。其中，13，14为PWM信号输入脚，1脚是IGBT开关管集电极电流检测端，1脚电路设定为一个基准电压，1脚与IGBT开关管漏极接快恢复二极管D20，正常情况下，快恢复二极管D20处导通状态，当短路时，快恢复二极管D20处于截止状态。同时，1脚与负电源之间跨接快恢复稳压二极管D30，将1脚电压稳定在IGBT开关管的过流设定值(本实施例设定在15V)，即当开关管Ga的漏极电压Uce大于15V时，保护电路55启动。5脚是驱动输出端，8脚是故障信号输出端。4脚，6脚是电源接入端。功率控制电路53的控制信号通过三极管T20从驱动芯片ICa的13号引脚隔离输入。
触发器ICe选用型号为CD4013的双D触发器的其中一个，故障时，通过外接光耦合器G0输出+5V电压信号，送到触发器ICe的CLK引脚，经触发器Ice的Q引脚输出+5V电压信号，送到功率控制电路53，关断功率控制电路53输出。由Q引脚输出的故障信号，同时驱动三极管T10，点亮发光二极管D40，显示故障点。
优选的，所述保护电路55包括过压保护电路55155、过流保护电路55255以及过热保护电路55355；
如图7所示，所述过压保护电路55155包括差分放大器IC101、电压比较器IC102以及触发器IC103；
所述电压采集电路的输出端依次通过电阻R101以及电阻R102接地，所述电阻R1以及所述电阻R2的公共端通过电阻R103与所述差分放大器IC101的同相输入端电连接，所述差分放大器IC101的反向输入端通过电容C101与所述差分放大器IC101的输出端电连接，所述差分放大器IC101的输出端通过电阻R105与光耦合器G101的输入二极管的阳极电连接，所述光耦合器G101的输入二极管的阴极与光耦合器G102的输入二极管的阳极电连接，所述光耦合器G102的输入二极管的阴极接地，所述光耦合器G102的输出三极管的集电极与所述辅助电源电路6电连接，所述光耦合器G102的输出三极管的发射极通过电阻R104接地，并与所述差分放大器IC101的反相输入端电连接，所述光耦合器G101的输出三极管的集电极与所述辅助电源电路6电连接，所述光耦合器G101的输出三极管的发射极通过电阻R106接地，并通过电阻R107与所述电压比较器IC102的同相输入端电连接，所述电压比较器IC102的同相输入端通过电容C102接地，所述电压比较器IC102的反相输入端通过电阻R108与电位器RW101的滑动端电连接，所述电位器RW101串联于所述辅助电源电路6与地之间，所述电压比较器IC102的反相输入端通过电容C103接地，所述电压比较器IC102的输出端通过电容C104接地，并通过电阻R110与所述辅助电源电路6电连接，所述电压比较器IC102的输出端与所述触发器IC103的CLK引脚电连接，所述触发器IC103的R引脚与二极管D101的阴极电连接，所述二极管D101的阳极接地，电阻R109与所述二极管D101并联，所述触发器IC103的R引脚通过电容C105与所述触发器IC103的D引脚电连接，所述触发器IC103的D引脚以及VDD引脚均与所述辅助电源电路6电连接，所述触发器IC103的VSS引脚以及S引脚均接地，所述触发器IC103的Q引脚与二极管D103的阳极电连接，所述二极管D103的阴极与所述功率控制电路53电连接，所述触发器IC103的Q引脚通过电阻R111与三极管T101的基极电连接，所述三极管T101的发射极接地，所述三极管T101的集电极与发光二极管D103的阴极电连接，所述发光二极管D103的阳极通过电阻R112与所述辅助电源电路6电连接；
如图8所示，所述过流保护电路55255包括电压比较器IC104以及触发器IC105；
所述二极管DW的阳极与二极管Dy的阴极电连接，所述二极管Dy的阳极与二极管Dz的阳极电连接，所述二极管Dy的阳极接地，所述二极管Dz的阴极与二极管DX的阳极电连接，所述二极管DX的阴极与所述二极管DW的阴极电连接；所述二极管DW的阳极以及所述二极管DX的阳极分别与所述升压电路3电连接，所述二极管DW的阴极通过电阻Rse与所述二极管Dy的阳极电连接，电阻Ra与电容Cx串联后与所述电阻Rse并联，电阻Rb与电阻Rc串联后与所述电容Cx并联；所述电阻Rb与所述电阻Rc的公共端通过电阻R114与所述电压比较器IC104的同相输入端电连接，所述电压比较器IC104的同相输入端通过电容C106接地；所述电源辅助电路通过电阻R113与稳压管T101的阴极电连接，所述稳压管T101的阳极接地，所述稳压管T101的阴极通过电位器RW102接地，所述电位器RW102的滑动端通过电阻R115与所述电压比较器IC104的反向输入端电连接，所述电压比较器IC104的反向输入端通过电容C107接地；所述电压比较器IC104的输出端通过电容C108接地，并通过电阻R116与所述辅助电源电路6电连接；所述电压比较器IC104的输出端与所述触发器IC105的CLK引脚电连接，所述触发器IC105的R引脚与二极管D104的阴极电连接，所述二极管D104的阳极接地，电阻R117与所述二极管D104并联，所述触发器IC105的R引脚通过电容C109与所述触发器IC105的D引脚电连接，所述触发器IC105的D引脚以及VDD引脚均与所述辅助电源电路6电连接，所述触发器IC105的VSS引脚以及S引脚均接地，所述触发器IC105的Q引脚与二极管D105的阳极电连接，所述二极管D105的阴极与所述功率控制电路53电连接，所述触发器IC105的Q引脚通过电阻R119与三极管T102的基极电连接，所述三极管T102的发射极接地，所述三极管T102的集电极与发光二极管D106的阴极电连接，所述发光二极管D106的阳极通过电阻R118与所述辅助电源电路6电连接；
如图9所示，所述过热保护电路55355包括电压比较器IC106以及触发器IC107；
所述辅助电源电路6依次通过热敏电阻RT以及电阻R120接地，所述热敏电阻RT以及所述电阻R120的公共端通过电阻R122与所述电压比较器IC106的同相输入端电连接，所述电压比较器IC106的同相输入端通过电容C110接地，所述辅助电源电路6依次通过电阻R121以及电位器RW103接地，所述电位器RW103的滑动端通过电阻R123与所述电压比较器IC106的反向输入端电连接，所述电压比较器IC106的反向输入端通过电容C111接地，所述电压比较器IC106的输出端通过电容C112接地，并通过电阻R124与所述辅助电源电路6电连接；所述电压比较器IC106的输出端与所述触发器IC107的CLK引脚电连接，所述触发器IC107的R引脚与二极管D107的阴极电连接，所述二极管D107的阳极接地，电阻R125与所述二极管D107并联，所述触发器IC107的R引脚通过电容C113与所述触发器IC107的D引脚电连接，所述触发器IC107的D引脚以及VDD引脚均与所述辅助电源电路6电连接，所述触发器IC107的VSS引脚以及S引脚均接地，所述触发器IC107的Q引脚与二极管D108的阳极电连接，所述二极管D103的阴极与所述功率控制电路53电连接，所述触发器IC107的Q引脚通过电阻R126与三极管T103的基极电连接，所述三极管T103的发射极接地，所述三极管T103的集电极与发光二极管D109的阴极电连接，所述发光二极管D109的阳极通过电阻R127与所述辅助电源电路6电连接。
保护电路55包括输出过压保护，短路过流保护，过热保护。保护电路55中，任一保护电路55发出故障信号均会锁定，并有发光二极管报警，需排除故障重新启动才能正常工作。四路保护信号经过二极管隔离后，统一送到UCC3895芯片的CS引脚，使UCC3895芯片停止工作。
过压保护电路55155由光偶反馈隔离差分放大器IC101和电压比较器IC102及触发器IC103构成。P2端口来自直流母线电压，直流母线电压经电阻R101、R102分压采样送到差分放大器IC101同相输入端，经差分放大后，送入电压比较器IC102同相输入端，进行电压比较后，送入D触发器IC103，当输入电压大于安全电压时，D触发器输出高电平，封锁控制芯片U1输出驱动脉冲信号。同时，驱动发光二极管D103发光报警。
过流保护电路55255由LM393型的电压比较器IC104和CD4013型的D触发器IC105；组成，Pl端口来自直流母线霍尔电流传感器输出，电流检测信号经电压比较器IC104比较后，驱动D触发器IC105，当Pl端口输入电压大于安全电压时，D触发器IC105输出高电平，封锁控制芯片U1输出驱动脉冲信号。同时，驱动发光二极管D105发光报警。Pl端口来自直流母线霍尔电流传感器TA的输出，当Pl端口输入电压大于限流阈值例如2V，且小于过流阈值例如2.5V时，控制芯片U1进入限流状态；若Pl端口输入电压大于过流阈值，控制芯片U1封锁驱动脉冲，停止工作。因此，在负载过流的情况下，过流保护电路55255是分阶段工作的，从而增加了系统工作的柔性。由霍尔电流传感器TA的增益Ks和电阻R113、R115的分压比决定限流阈值和过流阈值。
过热保护电路55355由温敏电阻RT组成的检测电桥，电压比较器IC106，D触发器IC107组成，当被检测点温度超过设定温度时，封闭控制芯片U1驱动信号输出，电源进入过热报警保护状态，应关机重新启动。
全部保护电路55用二极管并联接入UCC3895的第12脚(CS)
Pl端口的直流总线电流反馈信号可以由两种方案得到，一是采用无源电流互感器取得，电流信号通过二极管桥式整流，在负载电阻上转换为与电流成正比的P1端口的电压信号。二是直接由霍尔电流传感器取得，霍尔电流传感器是有源传感器。
P2端口的直流母线电压也可以由两种方式取得，一是采用有源霍尔电压传感器。二是采用电阻分压器。有源霍尔电压传感器安装于高压逆变回路电路板上。
优选的，所述辅助电源电路6包括多个辅助电源单元电路，各所述辅助电源单元电路的输出电压各不相同；每一所述辅助电源单元电路均包括辅助整流滤波电路61以及稳压电路62；
各所述辅助整流滤波电路61分别与对应的稳压电路62电连接，各所述稳压电路62分别与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接。
具体的，本实施例中提供三个辅助电源单元电路；三个辅助电源单元电路分别为第一辅助电源单元电路、第二辅助电源单元电路、第三辅助电源单元电路；
第一辅助电源单元电路包括第一辅助整流滤波电路61和第一稳压电路62；
如图10所示，第一辅助整流滤波电路61包括变压器B01；所述变压器B01的原边与外部电源10电连接，所述变压器B01的原边的一端通过电容C01接地，所述变压器B01的原边的另一端通过电容C02接地，所述变压器B01的副边的一端与二极管D05的阳极电连接，所述变压器B01的副边的另一端与二极管D07的阳极电连接，二极管D05的阳极与二极管D06的阴极电连接，所述二极管D06的阳极与二极管D08的阳极电连接，所述二极管D08的阴极与所述二极管D07的阳极电连接，所述二极管D07的阴极与所述二极管D05的阴极电连接，所述二极管D07的阴极依次通过电容C013以及电容C014与所述二极管D08的阳极电连接，电容C015与所述电容C013并联，电容C016与所述电容C014并联，所述电容C015与所述电容C016的公共端接地；
如图11所示，第一稳压电路62包括稳压芯片WD01和稳压芯片WD02；
所述电容C013与所述电容C015的公共端与三极管T01的集电极电连接，所述三极管T01的集电极通过电阻R05与所述三极管T01的发射极电连接，所述三极管T01的集电极通过电阻R06与所述三极管T01的基极电连接，所述三极管T01的基极与三极管T03的发射极电连接，所述三极管T03的集电极与二极管D017的阳极电连接，所述二极管D017的阴极与所述三极管T03的基极电连接，所述三极管T03的基极与所述稳压芯片WD01的输入端电连接，所述稳压芯片WD01的接地端接地，所述稳压芯片WD01的输出端与所述三极管T03的集电极电连接，所述稳压芯片WD01的输出端通过电容C017接地，电容C019与所述电容C017并联，所述稳压芯片WD01的输出端为所述辅助电源电路6的+15V输出端，并与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
所述电容C014与所述电容C016的公共端与三极管T02的集电极电连接，所述三极管T02的集电极通过电阻R03与所述三极管T02的发射极电连接，所述三极管T02的集电极通过电阻R04与所述三极管T02的基极电连接，所述三极管T02的基极与三极管T04的发射极电连接，所述三极管T04的集电极与二极管D018的阴极电连接，所述二极管D017的阳极与所述三极管T04的基极电连接，所述三极管T04的基极与所述稳压芯片WD02的输入端电连接，所述稳压芯片WD02的接地端接地，所述稳压芯片WD02的输出端与所述三极管T04的集电极电连接，所述稳压芯片WD02的输出端通过电容C025接地，电容C026与所述电容C025并联，所述稳压芯片WD02的输出端为所述辅助电源电路6的-8V输出端，并与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
第二辅助电源单元电路包括第二辅助整流滤波电路61和第二稳压电路62；
如图10所示，第二辅助整流滤波电路61包括变压器B02；所述变压器B02的原边与外部电源10电连接，所述变压器B02的第一副边的一端与二极管D09的阳极电连接，所述变压器B02的第一副边的另一端与二极管D011的阳极电连接，二极管D09的阳极与二极管D010的阴极电连接，所述二极管D010的阳极与二极管D012的阳极电连接，所述二极管D012的阴极与所述二极管D011的阳极电连接，所述二极管D011的阴极与所述二极管D09的阴极电连接，所述二极管D011的阴极依次通过电容C017以及电容C018与所述二极管D012的阳极电连接，电容C019与所述电容C017并联，电容C020与所述电容C018并联，所述电容C019与所述电容C020的公共端接地；
如图11所示，第二稳压电路62包括稳压芯片WD03和稳压芯片WD04；
所述电容C017与所述电容C019的公共端与稳压芯片WD03的输入端电连接，所述稳压芯片WD03的接地端接地，稳压芯片WD03的输入端与二极管D019的阴极电连接，二极管D019的阳极与所述稳压芯片WD03的输出端电连接；所述稳压芯片WD03的输出端通过电容C027接地，电容C028与所述电容C027并联，电阻R07与电容C028并联，所述稳压芯片WD03的输出端为所述辅助电源电路6的+12V输出端，并与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
所述电容C018与所述电容C020的公共端与稳压芯片WD04的输入端电连接，所述稳压芯片WD04的接地端接地，稳压芯片WD04的输入端与二极管D020的阳极电连接，二极管D020的阴极与所述稳压芯片WD04的输出端电连接；所述稳压芯片WD04的输出端通过电容C029接地，电容C030与所述电容C029并联，电阻R08与电容C030并联，所述稳压芯片WD04的输出端为所述辅助电源电路6的-12V输出端，并与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；
第三辅助电源单元电路包括第三辅助整流滤波电路61和第三稳压电路62；
如图10所示，第三辅助整流滤波电路61包括变压器B02；所述变压器B02的第二副边的一端与二极管D13的阳极电连接，所述变压器B02的第二副边的另一端与二极管D015的阳极电连接，二极管D13的阳极与二极管D014的阴极电连接，所述二极管D014的阳极与二极管D016的阳极电连接，所述二极管D016的阴极与二极管D015的阳极电连接，所述二极管D015的阴极与所述二极管D13的阴极电连接，所述二极管D015的阴极通过电容C021与所述二极管D016的阳极电连接，电容C022与所述电容C021并联，二极管D016的阳极接地；
如图11所示，所述二极管D015的阴极与稳压芯片WD05的输入端电连接，所述稳压芯片WD05的接地端接地，稳压芯片WD05的输入端与二极管D021的阴极电连接，二极管D021的阳极与所述稳压芯片WD05的输出端电连接；所述稳压芯片WD05的输出端通过电容C031接地，电容C032与所述电容C031并联，电阻R09与电阻R10串联后与电容C032并联，所述稳压芯片WD05的输出端为所述辅助电源电路6的+5V输出端，并与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接；电阻R09与电阻R10的公共端与稳压管D022的阴极电连接，稳压管D022的阳极接地，稳压管D022的阴极为所述辅助电源电路6的+2.5V输出端，并与所述PWM移相脉宽功率调控电路5电连接。
PWM移相脉宽功率调控电路5的功率控制电路53、隔离驱动电路54、保护电路55、电流采用电路以及电压采样电路52均采用辅助电源电路6供电。由于需要为不同电路供电，因此辅助电源电路6需用多点多电压稳压电源。本实施例中辅助电源电路6一是为隔离驱动电路54提供一组+15V、-8V的直流稳压双电源，峰值电流达11.8A。隔离驱动电路54还需提供+5V，+2.5V直流稳压单电源，平均电流10mA。二是需为保护电路55提供+12V，+5V,+2.5V稳压单电源；三是要为功率控制电路53提供+12V稳压单电源。四是要为电流采样电路51和电压采样电路52提供+12V、-12V双稳压电源和+5V单稳压电源。
辅助电源采用35W和120W两个变压器B01、B02将外部电源10提供的220V市电降到双AC14V，双AC12V、AC18V和单AC8V三路电源，采用二极管电路整流、滤波、稳压后得到+15V，-8V稳压双电源，+12V、-12V稳压双电源和+5V，+2.5V稳压单电源，送至各用电电路。
由于辅助电源开关频率较高，而负载的用电电路又是工作在串联谐状态，辅助电源本身直接从220V电网取用功率，辅助电源与电网间必须对高次谐波进行共模抑制，本辅助电源网侧采用电容构成简易式的单级EMI滤波器进行滤波。
由于辅助电源部份采用两只变压器隔离变压，元器件体积较大，同时电源滤波时采用了较大体积的电解电容，主回路的整流滤波电路1及辅助电源电路6安装在同一块电路板。
本实施例中辅助电源电路6由两个整流波系统供电，其中，由IGBT三极管驱动得到的+15V、-8V双电源的峰值电流较大，稳压要求较高，电源内阴要求小，需对1.5A的7815型三端稳压芯片WD01和7908型三端稳压芯片WD02用大功率三极管进行扩流，使瞬间最大峰值电流能达到15A，电流放大三极管需装散热片进行散热。
具体的，说明书附图中，各同名端口表示相互电连接。
以上所述本发明的具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何根据本发明的技术构思所做出的各种其他相应的改变与变形，均应包含在本发明权利要求的保护范围内。