具体实施方式

[实施方式1]

图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置1的结构的电路框图。该不间断电源装置1是将来自商用交流电源21的三相交流电力暂且变换为直流电力、将该直流电力变换为三相交流电力并向负载24供给的装置。在图1中，为了图面及说明的简单化，仅表示了与三相(U相、V相、W相)中的一相(例如U相)对应的部分的电路。

在图1中，该不间断电源装置1具备交流输入端子T1、旁路输入端子T2、电池端子T3及交流输出端子T4。交流输入端子T1从商用交流电源21接受商用频率的交流电力。旁路输入端子T2从旁路交流电源22接受商用频率的交流电力。旁路交流电源22既可以是商用交流电源，也可以是发电机。

电池端子T3与电池(电力贮存装置)23连接。电池23储存直流电力。也可以代替电池23而连接着电容器。交流输出端子T4与负载24连接。负载24通过交流电力而被驱动。

该不间断电源装置1还具备电磁接触器2、8、14、16、电流检测器3、11、电容器4、9、13、电抗器5、12、变换器6、双向斩波器7、逆变器10、半导体开关15、操作部17及控制装置18。

电磁接触器2及电抗器5串联连接在交流输入端子T1与变换器6的输入节点之间。电容器4连接在电磁接触器2与电抗器5之间的节点N1上。电磁接触器2在不间断电源装置1使用时被接通，例如在不间断电源装置1维护时被关断。

在节点N1出现的交流输入电压Vi的瞬时值由控制装置18检测。基于交流输入电压Vi的瞬时值，判别有无发生停电等。电流检测器3检测流过节点N1的交流输入电流Ii，将表示其检测值的信号Iif向控制装置18给出。

电容器4及电抗器5构成低通滤波器，使商用频率的交流电力从商用交流电源21向变换器6穿过，防止由变换器6产生的开关频率的信号向商用交流电源21穿过。

变换器6受控制装置18控制，在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将交流电力变换为直流电力，向直流线L1输出。在从商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器6的运转被停止。变换器6的输出电压能够控制为希望的值。电容器4、电抗器5及变换器6构成正向变换器。

电容器9与直流线L1连接，使直流线L1的电压平滑化。在直流线L1中出现的直流电压VDC的瞬时值由控制装置18检测。直流线L1与双向斩波器7的高电压侧节点连接，双向斩波器7的低电压侧节点经由电磁接触器8与电池端子T3连接。

电磁接触器8在不间断电源装置1的使用时被接通，例如在不间断电源装置1及电池23的维护时被关断。在电池端子T3处出现的电池23的端子间电压VB的瞬时值由控制装置18检测。

双向斩波器7受控制装置18控制，在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将由变换器6生成的直流电力储存到电池23中，在从商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，将电池23的直流电力经由直流线L1向逆变器10供给。

双向斩波器7在将直流电力向电池23储存的情况下，将直流线L1的直流电压VDC降压，向电池23给出。此外，双向斩波器7在将电池23的直流电力向逆变器10供给的情况下，将电池23的端子间电压VB升压并向直流线L1输出。直流线L1与逆变器10的输入节点连接。

逆变器10受控制装置18控制，将从变换器6或双向斩波器7经由直流线L1供给的直流电力变换为商用频率的交流电力并输出。即，逆变器10在正常时将从变换器6经由直流线L1供给的直流电力变换为交流电力，在停电时将从电池23经由双向斩波器7供给的直流电力变换为交流电力。逆变器10的输出电压能够控制为希望的值。

逆变器10的输出节点10a与电抗器12的一个端子连接，电抗器12的另一个端子(节点N2)经由电磁接触器14与交流输出端子T4连接。电容器13与节点N2连接。

电流检测器11检测逆变器10的输出电流Io的瞬时值，将表示其检测值的信号Iof向控制装置18给出。在节点N2出现的交流输出电压Vo的瞬时值由控制装置18检测。

电抗器12及电容器13构成低通滤波器，使由逆变器10生成的商用频率的交流电力向交流输出端子T4穿过，防止由逆变器10产生的开关频率的信号向交流输出端子T4穿过。逆变器10、电抗器12及电容器13构成逆向变换器。

电磁接触器14受控制装置18控制，在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时被接通，在将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给的旁路供电模式时被关断。

半导体开关15包括晶闸管(thyristor)，连接在旁路输入端子T2与交流输出端子T4之间。电磁接触器16与半导体开关15并联连接。半导体开关15受控制装置18控制，通常被关断，在逆变器10故障的情况下瞬时地接通，将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给。半导体开关15在从接通起经过规定时间后关断。

电磁接触器16在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时被关断，在将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给的旁路供电模式时被接通。

此外，电磁接触器16在逆变器10故障的情况下接通，将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给。即，在逆变器10故障的情况下，半导体开关15瞬时地以规定时间接通，并且电磁接触器16接通。这是为了防止半导体开关15过热而损坏。

操作部17包括被不间断电源装置1的使用者操作的多个按钮、显示各种信息的图像显示部等。通过使用者对操作部17进行操作，能够将不间断电源装置1的电源接通及关断，或选择旁路供电模式及逆变器供电模式中的某一方的模式。

控制装置18基于来自操作部17的信号、交流输入电压Vi、交流输入电流Ii、直流电压VDC、电池电压VB、交流输出电流Io及交流输出电压Vo等，对不间断电源装置1整体进行控制。即，控制装置18基于交流输入电压Vi的检测值检测是否发生了停电，与交流输入电压Vi的相位同步而对变换器6及逆变器10进行控制。

进而，控制装置18在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，对变换器6进行控制以使直流电压VDC成为希望的参照电压VDCr，在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，使变换器6的运转停止。

进而，控制装置18在正常时，对双向斩波器7进行控制以使电池电压VB成为希望的参照电压VBr，在停电时，对双向斩波器7进行控制以使直流电压VDC成为希望的参照电压VDCr。

接着，对该不间断电源装置1的动作进行说明。在从商用交流电源21供给交流电力的正常时，如果选择了逆变器供电模式，则半导体开关15及电磁接触器16关断，并且电磁接触器2、8、14接通。

从商用交流电源21供给的交流电力被变换器6变换为直流电力。由变换器6生成的直流电力通过双向斩波器7向电池23储存并向逆变器10供给。逆变器10将从变换器6供给的直流电力变换为交流电力，向负载24供给。负载24通过从逆变器10供给的交流电力而被驱动。

如果来自商用交流电源21的交流电力的供给停止，即如果发生停电，则变换器6的运转停止，电池23的直流电力通过双向斩波器7向逆变器10供给。逆变器10将来自双向斩波器7的直流电力变换为交流电力，向负载24供给。因而，在电池23中储存有直流电力的期间中，能够继续负载24的运转。

此外，在逆变器供电模式时逆变器10故障的情况下，半导体开关15瞬时接通，电磁接触器14关断，并且电磁接触器16接通。由此，来自旁路交流电源22的交流电力经由半导体开关15及电磁接触器16向负载24供给，继续负载24的运转。在一定时间后，半导体开关15被关断，防止半导体开关15被过热而损坏。

图2是表示图1所示的逆变器10及其周边部分的结构的电路框图。在图2中，在变换器6与逆变器10之间连接着正侧的直流线L1和负侧的直流线L2。电容器9连接在直流线L1、L2间。

在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，变换器6将来自商用交流电源21的交流输入电压Vi变换为直流电压VDC，向直流线L1、L2间输出。在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器6的运转被停止，双向斩波器7将电池电压VB升压，将直流电压VDC向直流线L1、L2间输出。

逆变器10包括IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)Q1～Q4及二极管D1～D4。IGBTQ1、Q2分别构成第1及第2开关元件。IGBTQ1、Q3的集电极都与直流线L1(第1直流端子)连接，它们的发射极分别与输出节点(交流端子)10a、10b连接。

IGBTQ2、Q4的集电极分别与输出节点10a、10b连接，它们的发射极都与直流线L2(第2直流端子)连接。二极管D1～D4分别与IGBTQ1～Q4反向并联地连接。逆变器10的输出节点10a经由电抗器12(图1)与节点N2连接，输出节点10b与中性点NP连接。电容器13连接在节点N3与中性点NP之间。

IGBTQ1、Q4和IGBTQ2、Q3交替地被接通。如果IGBTQ1、Q4被接通并且IGBTQ2、Q3被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ1与输出节点10a连接，并且输出节点10b经由IGBTQ4与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输出节点10a、10b间输出电容器9的端子间电压。即，向输出节点10a、10b间输出正直流电压。

如果IGBTQ2、Q3被接通并且IGBTQ1、Q4被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ3与输出节点10b连接，并且输出节点10a经由IGBTQ2与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输出节点10b、10a间输出电容器9的端子间电压。即，向输出节点10a、10b间输出负直流电压。

这里，对逆变器10的问题进行说明。如上述那样，IGBTQ1和IGBTQ2交替地被接通。在从IGBTQ1接通的状态切换为IGBTQ2接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ1还没有成为关断状态但IGBTQ2接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ1、Q2向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ1、Q2损坏。

相反，在从IGBTQ2接通的状态切换为IGBTQ1接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ2还没有成为关断状态但IGBTQ1接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ1、Q2向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ1、Q2损坏。关于IGBTQ4、Q3也有与IGBTQ1、Q2相同的问题。本实施方式1实现该问题的解决。

图3是表示控制图1所示的逆变器10的逆变器控制部30的结构的电路框图。逆变器控制部30包含在控制装置18中。在图3中，逆变器控制部30包括电压指令部31、三角波发生器32、比较器33、缓冲器34、逆变器35及栅极(gate)驱动电路36、37。

电压指令部31基于在节点N2(图1)出现的交流输出电压Vo的瞬时值和电流检测器11(图1)的输出信号Iof，生成正弦波状的电压指令值Vor。电压指令值Vor的相位与三相(U相、V相、W相)中的对应的相(这里是U相)的交流输入电压Vi的相位同步。

三角波发生器32输出相比商用频率(例如60Hz)充分高的频率fH(例如20KHz)的三角波信号Cu1。比较器33将来自电压指令部31的电压指令值Vor与来自三角波发生器32的三角波信号Cu1的高低，输出表示比较结果的PWM信号Au1。缓冲器34将PWM信号Au1向栅极驱动电路36、37给出。逆变器35使PWM信号Au1反转，生成PWM信号Bu1，向栅极驱动电路36、37给出。

图4的(A)、图4的(B)、图4的(C)是表示图3所示的电压指令值Vor、三角波信号Cu1及PWM信号Au1、Bu1的波形的时间图。如图4的(A)所示，电压指令值Vor是商用频率的正弦波信号。三角波信号Cu1的频率比电压指令值Vor的频率(商用频率)高。三角波信号Cu1的正侧的峰值比电压指令值Vor的正侧的峰值高。三角波信号Cu1的负侧的峰值比电压指令值Vor的负侧的峰值低。

如图4的(A)、图4的(B)所示，在三角波信号Cu1的电平比电压指令值Vor高的情况下，PWM信号Au1为“L”(低)电平，在三角波信号Cu1的电平比电压指令值Vor低的情况下，PWM信号Au1为“H”(高)电平。PWM信号Au1成为正脉冲信号列。

在电压指令值Vor为正极性的期间中，如果电压指令值Vor上升，则PWM信号Au1的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的期间中，如果电压指令值Vor下降，则PWM信号Au1的脉冲宽度减小。如图4的(B)、图4的(C)所示，PWM信号Bu1成为PWM信号Au1的反转信号。

这里，如果设被置于“H”电平的PWM信号Au1为第1控制信号，设被置于“H”电平的PWM信号Bu1为第2控制信号，则如图4的(B)、图4的(C)所示，第1及第2控制信号交替地被输出。电压指令部31、三角波发生器32、比较器33、缓冲器34及逆变器35构成交替地输出第1及第2控制信号的第1控制电路。

回到图3，栅极驱动电路36基于PWM信号Au1、Bu1和IGBTQ1、Q2的集电极－发射极间电压V1、V2，生成用来使IGBTQ1、Q2接通及关断的栅极驱动信号VG1、VG2。

如果栅极驱动信号VG1被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ1接通。如果IGBTQ1接通，则IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1成为最小值V1L。如果栅极驱动信号VG1被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ1关断。如果IGBTQ1关断，则IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1成为最大值V1H。在V1L与V1H之间设定有规定的阈值电压VTH1。

如果栅极驱动信号VG2被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ2接通。如果IGBTQ2接通，则IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最小值V2L。如果栅极驱动信号VG2被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ2关断。如果IGBTQ2关断，则IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最大值V2H。在V2L与V2H之间设定有规定的阈值电压VTH2。

栅极驱动电路36在IGBTQ1接通的情况下，当PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu1从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG1置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1与阈值电压VTH1的高低，当V1超过了VTH1时，判别为IGBTQ1成为了关断状态，将栅极驱动信号VG2置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ2接通。

此外，栅极驱动电路36在IGBTQ2接通的情况下，当PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu1从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG2置于非激活电平的“L”电平，将IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2与阈值电压VTH2的高低，当V2超过了VTH2时，判别为IGBTQ2成为了关断状态，将栅极驱动信号VG1置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ1接通。

栅极驱动电路37基于PWM信号Au1、Bu1和IGBTQ3、Q4的集电极－发射极间电压V3、V4，生成用来使IGBTQ3、Q4接通及关断的栅极驱动信号VG3、VG4。

如果栅极驱动信号VG3被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ3接通。如果IGBTQ3接通，则IGBTQ3的集电极－发射极间电压V3成为最小值V3L。如果栅极驱动信号VG3被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ3关断。如果IGBTQ3关断，则IGBTQ3的集电极－发射极间电压V3成为最大值V3H。在V3L与V3H之间设定有规定的阈值电压VTH3。

如果栅极驱动信号VG4被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ4接通。如果IGBTQ4接通，则IGBTQ4的集电极－发射极间电压V4成为最小值V4L。如果栅极驱动信号VG4被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ4关断。如果IGBTQ4关断，则IGBTQ4的集电极－发射极间电压V4成为最大值V4H。在V4L与V4H之间设定有规定的阈值电压VTH4。

栅极驱动电路37在IGBTQ4接通的情况下，在PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu1从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG4置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ4的集电极－发射极间电压V4与阈值电压VTH4的高低，当V4超过了VTH4时，判别为IGBTQ4成为了关断状态，将栅极驱动信号VG3置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ3接通。

此外，栅极驱动电路37在IGBTQ3接通的情况下，在PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu1从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG3置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ3的集电极－发射极间电压V3与阈值电压VTH3的高低，当V3超过了VTH3时，判别为IGBTQ3成为了关断状态，将栅极驱动信号VG4置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ4接通。

图5是表示栅极驱动电路36的结构的电路框图。在图5中，栅极驱动电路36包括电压检测器41、42、比较器43、44、延迟电路45、46、AND(与)栅极47、48及驱动器49、50。

电压检测器41检测IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2，输出表示其检测值的信号V2f。电压检测器42检测IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1，输出表示其检测值的信号V1f。

比较器43(第2比较器)比较由电压检测器41的输出信号V2f表示的电压V2与阈值电压VTH2的高低，输出表示比较结果的信号φ43。当V2<VTH2时，信号φ43为“L”电平，当V2>VTH2时，信号φ43为“H”电平。

比较器44(第1比较器)比较由电压检测器42的输出信号V1f表示的电压V1与阈值电压VTH1的高低，输出表示比较结果的信号φ44。当V1<VTH1时，信号φ44为“L”电平，当V1>VTH1时，信号φ44为“H”电平。

阈值电压VTH1、VTH2分别根据IGBTQ1、Q2的特性而设定。阈值电压VTH1、VTH2既可以是相互不同的电压，也可以是相同的电压。

延迟电路45仅使PWM信号Au1的上升边沿延迟规定时间Td1，生成信号φ45。延迟电路46仅使PWM信号Bu1的上升边沿延迟规定时间Td2，生成信号φ46。延迟时间Td1、Td2分别根据IGBTQ1、Q2的特性而设定。延迟时间Td1、Td2既可以是相互不同的时间，也可以是相同的时间。

图6是表示延迟电路45的结构的电路图。在图6中，延迟电路45包括AND栅极51和被串联连接的偶数级的逆变器52。PWM信号Au1向AND栅极51的一方输入节点直接给出，并且经由偶数级的逆变器52被向AND栅极51的另一方输入节点给出。AND栅极51的输出信号成为延迟电路45的输出信号φ45。逆变器52的数量根据延迟时间Td1而设定。

在PWM信号Au1被置于“H”电平的情况下，最末级的逆变器52的输出信号φ52为“H”电平，AND栅极51的输出信号φ45为“H”电平。如果PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平，则AND栅极51的输出信号φ45立即从“H”电平降低到“L”电平。

在PWM信号Au1被置于“L”电平的情况下，最末级的逆变器52的输出信号φ52为“L”电平，AND栅极51的输出信号φ45为“L”电平。如果PWM信号Au1从“L”电平降低到“H”电平，则在延迟时间Td1的经过后，最末级的逆变器52的输出信号φ52从“L”电平升高到“H”电平，AND栅极51的输出信号φ45从“L”电平升高到“H”电平。

因而，根据该延迟电路45，仅PWM信号Au1的上升边沿及下降边沿当中的上升边沿被延迟延迟时间Td1。延迟电路46是与延迟电路45同样的结构。

回到图5，AND栅极47输出比较器43的输出信号φ43与延迟电路45的输出信号φ45的逻辑积信号φ47。驱动器49生成与信号φ47相同的逻辑电平的栅极驱动信号VG1。栅极驱动信号VG1是电压信号，向对应的IGBTQ1的栅极－发射极间给出。

AND栅极48输出比较器44的输出信号φ44与延迟电路46的输出信号φ46的逻辑积信号φ48。驱动器50生成与信号φ48相同的逻辑电平的栅极驱动信号VG2。栅极驱动信号VG2是电压信号，向对应的IGBTQ2的栅极－发射极间给出。

图7是例示图5所示的栅极驱动电路36的动作的时间图。在图7中，表示了PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平的情况下的栅极驱动电路36的动作。

在图7中，(A)表示PWM信号Au1的波形，(B)表示延迟电路45的输出信号φ45的波形，(C)表示栅极驱动信号VG1的波形，(D)表示IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1的波形，(E)表示比较器44的输出信号φ44的波形。

此外，(F)表示PWM信号Bu1的波形，(G)表示延迟电路46的输出信号φ46的波形，(H)表示AND栅极48的输出信号φ48的波形，(I)表示栅极驱动信号VG2的波形，(J)表示IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2的波形，(K)表示比较器43的输出信号φ43的波形。

在时刻t0，PWM信号Au1被置于“H”电平，延迟电路45的输出信号φ45为“H”电平，栅极驱动信号VG1被置于激活电平的“H”电平。因此，IGBTQ1接通，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1成为最小值V1L，比较器44的输出信号φ44为“L”电平。

此外，PWM信号Bu1被置于“L”电平，延迟电路46的输出信号φ46被置于“L”电平，AND栅极48的输出信号φ48为“L”电平，栅极驱动信号VG2被置于非激活电平的“L”电平。因此，IGBTQ2关断，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最大值V2H，比较器43的输出信号φ43为“H”电平。

如果在某个时刻t1，PWM信号Au1被降低到“L”电平，则延迟电路45的输出信号φ45被降低到“L”电平，栅极驱动信号VG1朝向非激活电平的“L”电平下降，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1朝向最大值V1H上升。

如果IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1超过了阈值电压VTH1(时刻t2)，则比较器44的输出信号φ44被升高到“H”电平。阈值电压VTH1被设定为比V1的最大值V1H稍低的电压，当成为V1>VTH1时，IGBTQ1成为关断状态。

此外，在时刻t1，PWM信号Bu1被升高到“H”电平，在从时刻t1起经过延迟时间Td2后，延迟电路46的输出信号φ46被升高到“H”电平。

如果在时刻t2，比较器44的输出信号φ44被升高到“H”电平，则AND栅极48的输出信号φ48被升高到“H”电平，栅极驱动信号VG2朝向“H”电平上升，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2朝向最小值V2L下降。

如果IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2下降到比阈值电压VTH2低(时刻t3)，则比较器43的输出信号φ43被降低到“L”电平。在时刻t4，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2到达最小值V2L，IGBTQ2成为接通状态。

图8是例示图5所示的栅极驱动电路36的动作的另一时间图。在图8中，表示了PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平的情况下的栅极驱动电路36的动作。

在图8中，(A)表示PWM信号Bu1的波形，(B)表示延迟电路46的输出信号φ46的波形，(C)表示栅极驱动信号VG2的波形，(D)表示IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2的波形，(E)表示比较器43的输出信号φ43的波形。

此外，(F)表示PWM信号Au1的波形，(G)表示延迟电路45的输出信号φ45的波形，(H)表示AND栅极47的输出信号φ47的波形，(I)表示栅极驱动信号VG1的波形，(J)表示IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1的波形，(K)表示比较器44的输出信号φ44的波形。

在时刻t0，PWM信号Bu1被置于“H”电平，延迟电路46的输出信号φ46为“H”电平，栅极驱动信号VG2被置于激活电平的“H”电平，IGBTQ2接通，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最小值V2L，比较器43的输出信号φ43为“L”电平。

此外，PWM信号Au1被置于“L”电平，延迟电路45的输出信号φ45被置于“L”电平，AND栅极47的输出信号φ47为“L”电平，栅极驱动信号VG1为“L”电平，IGBTQ1关断，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1为最大值V1H，比较器44的输出信号φ44为“H”电平。

在某个时刻t1，如果PWM信号Au1被升高到“H”电平，PWM信号Bu1被降低到“L”电平，则延迟电路46的输出信号φ46被降低到“L”电平，栅极驱动信号VG2朝向非激活电平的“L”电平下降，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2朝向最大值V2H上升。

如果IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2超过了阈值电压VTH2(时刻t2)，则比较器43的输出信号φ43被升高到“H”电平。阈值电压VTH2被设定为比V2的最大值V2H稍低的电压，当成为V2>VTH2时，IGBTQ2成为关断状态。此外，在从PWM信号Au1被升高到“H”电平起经过延迟时间Td1后，延迟电路45的输出信号φ45被升高到“H”电平。

如果在时刻t2，比较器43的输出信号φ43被升高到“H”电平，则AND栅极47的输出信号φ47被升高到“H”电平，栅极驱动信号VG1朝向“H”电平上升，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1朝向最小值V1L下降。如果IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1下降到比阈值电压VTH1低(时刻t3)，则比较器44的输出信号φ44被降低到“L”电平。在时刻t4，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1到达最小值V1L，IGBTQ1成为接通状态。

栅极驱动电路37(图3)的结构及动作与栅极驱动电路36的结构及动作是同样的，所以不重复其说明。

图9是表示图1所示的变换器6及其周边部分的结构的电路框图，是与图2对比的图。在图9中，变换器6包括IGBTQ11～Q14及二极管D11～D14。IGBTQ11、Q12分别构成第1及第2开关元件。IGBTQ11、Q13的集电极都与直流线L1(第1直流端子)连接，它们的发射极分别与输入节点(交流端子)6a、6b连接。

IGBTQ12、Q14的集电极分别与输入节点6a、6b连接，它们的发射极都与直流线L2连接。二极管D11～D14分别与IGBTQ11～Q14反向并联地连接。变换器6的输入节点6a经由电抗器5(图1)与节点N1连接，输入节点6b与中性点NP连接。电容器4连接在节点N1与中性点NP之间。

根据图2及图9可知，若从电容器9观察，逆变器10和变换器6是相同的结构。此外，在电容器9的初始充电完成之后，变换器6与逆变器10同样地动作。在电容器9的初始充电时，逆变器10的运转被停止，IGBTQ11～Q14被关断。从商用交流电源21(图1)供给的交流输入电压Vi通过二极管D11～D14被全波整流，给到直流线L1、L2间，通过电容器9被平滑化，成为直流电压VDC。也可以另外设置进行电容器9的初始充电的直流电源。

如果电容器9的初始充电完成，则开始IGBTQ11～Q14的接通/关断控制。在该变换器6中，与逆变器10同样，IGBTQ11、Q14和IGBTQ12、Q13交替地被接通。

如果IGBTQ11、Q14被接通、并且IGBTQ12、Q13被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ11与输入节点6a连接，并且输入节点6b经由IGBTQ14与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输入节点6a、6b间输出电容器9的端子间电压。即，向输入节点6a、6b间输出正直流电压。

如果IGBTQ12、Q13被接通并且IGBTQ11、Q14被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ13与输入节点6b连接，并且输入节点6a经由IGBTQ12与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输入节点6b、6a间输出电容器9的端子间电压。即，向输入节点6a、6b间输出负直流电压。

这里，对变换器6的问题进行说明。如上述那样，IGBTQ11和IGBTQ12交替地被接通。在从IGBTQ11接通的状态切换为IGBTQ12接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ11还没有成为关断状态但IGBTQ12接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ11、Q12向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ11、Q12损坏。

相反，在从IGBTQ12接通的状态切换为IGBTQ11的状态的情况下，如果虽然IGBTQ12还没有成为关断状态但IGBTQ11接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ11、Q12向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ11、Q12损坏。关于IGBTQ14、Q13也有与IGBTQ11、Q12相同的问题。本实施方式1也实现该问题的解决。

图10是表示包含在图1所示的控制装置18中的变换器控制部60的结构的电路框图。在图10中，变换器控制部60包括电压指令部61、三角波发生器62、比较器63、缓冲器64、逆变器65及栅极驱动电路66、67。

电压指令部61基于电容器9的端子间电压VDC、在节点N1(图1)出现的交流输入电压Vi的瞬时值和电流检测器3(图1)的输出信号Iif，生成正弦波状的电压指令值Vir。

即，电压指令部61基于直流电压VDC和参照电压VDCr的偏差ΔVDC＝VDC－VDCr，设定电压指令值Vir与交流输入电压Vi的相位差θ。在ΔVDC>0的情况下设为θ>0。在此情况下，输出到变换器6的节点6a、6b间的交流电压的相位比交流输入电压Vi的相位提前，从电容器9向商用交流电源21供给电力，直流电压VDC减小。

此外，在ΔVDC<0的情况下设为θ<0。在此情况下，输出到变换器6的节点6a、6b间的交流电压的相位比交流输入电压Vi的相位滞后，从商用交流电源21向电容器9供给电力，直流电压VDC增大。因而，直流电压VDC被维持为参照电压VDCr。

三角波发生器62输出与商用频率(例如60Hz)相比充分高的频率fH(例如20KHz)的三角波信号Cu2。比较器63比较来自电压指令部61的电压指令值Vir与来自三角波发生器62的三角波信号Cu2的高低，输出表示比较结果的PWM信号Au2。缓冲器64将PWM信号Au2向栅极驱动电路66给出。逆变器65使PWM信号Au2反转，生成PWM信号Bu2，向栅极驱动电路66给出。

电压指令值Vir、三角波信号Cu2及PWM信号Au2、Bu2的波形与图4所示的电压指令值Vor、三角波信号Cu1及PWM信号Au1、Bu1的波形为同样。

回到图10，栅极驱动电路66基于PWM信号Au2、Bu2、IGBTQ111、Q12的集电极－发射极间电压V11、V12，生成用来控制IGBTQ11、Q12的栅极驱动信号VG11、VG12。

如果栅极驱动信号VG11被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ11接通。如果IGBTQ11接通，则IGBTQ11的集电极－发射极间电压V11成为最小值V11L。如果栅极驱动信号VG11被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ11关断。如果IGBTQ11关断，则IGBTQ11的集电极－发射极间电压V11成为最大值V11H。在V11L与V11H之间设定有规定的阈值电压VTH11。

如果栅极驱动信号VG12被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ12接通。如果IGBTQ12接通，则IGBTQ12的集电极－发射极间电压V12成为最小值V12L。如果栅极驱动信号VG12被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ12关断。如果IGBTQ12关断，则IGBTQ12的集电极－发射极间电压V12成为最大值V12H。在V12L与V12H之间设定有规定的阈值电压VTH12。

栅极驱动电路66在IGBTQ11接通的情况下，在PWM信号Au2从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG11置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ11的集电极－发射极间电压V11与阈值电压VTH11的高低，当V11超过了VTH11时，判别为IGBTQ11成为了关断状态，将栅极驱动信号VG12置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ12接通。

此外，栅极驱动电路66在IGBTQ12接通的情况下，在PWM信号Au2从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG12置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ12的集电极－发射极间电压V12与阈值电压VTH12的高低，当V12超过了VTH12时，判别为IGBTQ12成为了关断状态，将栅极驱动信号VG11置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ11接通。

此外，栅极驱动电路67基于PWM信号Au2、Bu2和IGBTQ13、Q14的集电极－发射极间电压V13、V14，生成用来使IGBTQ13、Q14接通及关断的栅极驱动信号VG13、VG14。

如果栅极驱动信号VG13被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ13接通。如果IGBTQ13接通，则IGBTQ13的集电极－发射极间电压V13成为最小值V13L。如果栅极驱动信号VG13被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ13关断。如果IGBTQ13关断，则IGBTQ13的集电极－发射极间电压V13成为最大值V13H。在V13L与V13H之间设定有规定的阈值电压VTH13。

如果栅极驱动信号VG14被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ14接通。如果IGBTQ14接通，则IGBTQ14的集电极－发射极间电压V14成为最小值V14L。如果栅极驱动信号VG14被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ14关断。如果IGBTQ14关断，则IGBTQ14的集电极－发射极间电压V14成为最大值V14H。在V14L与V14H之间设定有规定的阈值电压VTH14。

栅极驱动电路67在IGBTQ14接通的情况下，在PWM信号Au2从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG14置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ14的集电极－发射极间电压V14与阈值电压VTH14的高低，当V14超过了VTH14时，判别为IGBTQ14成为关断状态，将栅极驱动信号VG13置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ13接通。

此外，栅极驱动电路67在IGBTQ13接通的情况下，在PWM信号Au2从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG13置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ13的集电极－发射极间电压V13与阈值电压VTH13的高低，当V13超过了VTH13时，判别为IGBTQ13成为了关断状态，将栅极驱动信号VG14置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ14接通。

栅极驱动电路66、67各自的结构及动作与在图5～图8中表示的栅极驱动电路36的结构及动作是同样的，所以不重复其说明。

如以上这样，在该实施方式1中，在从IGBTQ1接通的状态切换为IGBTQ2接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG1置于非激活电平，与IGBTQ1的端子间电压V1超过了阈值电压VTH1这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG2设为激活电平。因而，当IGBTQ1实际关断时使IGBTQ2接通，所以能够防止在IGBTQ1、Q2中流过过电流，能够实现效率的提高。关于其他的IGBTQ3、Q4、Q11～Q14也与IGBTQ1、Q2是同样的。

图11是表示实施方式1的变更例的电路框图，是与图5对比的图。参照图11，在该变更例中，栅极驱动电路36被用栅极驱动电路36A置换。栅极驱动电路36A与栅极驱动电路36不同的点是：延迟电路45、46被除去，PWM信号Au1向AND栅极47的另一方输入节点直接给出，并且PWM信号Bu1向AND栅极48的另一方输入节点直接给出。这与将延迟电路46、47的延迟时间Td1、Td2设为0秒相同。将其他的栅极驱动电路37、66、67也变更为与栅极驱动电路36A同样的结构。在该变更例中，也能得到与实施方式1相同的效果。

图12是表示实施方式1的比较例的电路框图，是与图5对比的图。参照图12，在该比较例中，栅极驱动电路36被用栅极驱动电路36B置换。栅极驱动电路36B与栅极驱动电路36不同的点是：电压检测器41、42，比较器43、44及AND栅极47、48被除去，延迟电路45、46被用延迟电路45A、46A置换。

延迟电路45A仅使PWM信号Au1的上升边沿及下降边沿当中的上升边沿延迟一定的死区时间TD1，向驱动器49给出。延迟电路45B仅使PWM信号Bu1的上升边沿及下降边沿当中的上升边沿延迟一定的死区时间TD2，向驱动器49给出。

在IGBTQ1、Q2分别被设为接通状态及关断状态的情况下，如果PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平，并且PWM信号Bu1从“L”电平升高到“H”电平，则栅极驱动信号VG1迅速地被降低到“L”电平，IGBTQ1关断，栅极驱动信号VG2在死区时间TD2经过后被升高到“H”电平，IGBTQ2接通。

此外，在IGBTQ1、Q2分别被设为关断状态及接通状态的情况下，如果PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平，并且PWM信号Bu1从“H”电平降低到“L”电平，则栅极驱动信号VG2迅速地被降低到“L”电平，IGBTQ2关断，栅极驱动信号VG1在死区时间TD1的经过后被升高到“H”电平，IGBTQ1接通。其他的栅极驱动电路37、66、67也被变更为与栅极驱动电路36B同样的结构。

在该比较例中，死区时间TD1、TD2各自被固定为一定值。但是，从将栅极驱动信号VG1设为“L”电平到IGBTQ1实际成为关断状态的关断延迟时间Toff与当栅极驱动信号VG1为“H”电平时流过IGBTQ1的电流(断路电流Ioff)成反比例而变化。

图13是例示断路电流Ioff与关断延迟时间Toff的关系的图。如图13所示，当断路电流Ioff是最低值时，关断延迟时间Toff成为最大值，随着断路电流Ioff增大，关断延迟时间Toff减少。

因而，根据断路电流Ioff的值，关断延迟时间Toff比死区时间TD1、TD2的各自都长，在IGBTQ1(或Q2)关断之前，IGBTQ2(或Q1)接通，有可能流过过电流。另一方面，如果将死区时间TD1(或TD2)设定为与关断延迟时间Toff相比充分长的时间，则IGBTQ1(或Q2)的接通时间变短，效率下降。

相对于此，在本实施方式1中，在从IGBTQ1接通的状态切换为IGBTQ2接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG1置于非激活电平，与IGBTQ1的端子间电压V1超过了阈值电压VTH1这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG2置于激活电平。因而，当IGBTQ1实际关断时IGBTQ2接通，所以能够防止在IGBTQ1、Q2中流过过电流，并且能够实现效率的提高。

[实施方式2]

图14是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置70的结构的电路框图，是与图1对比的图。参照图14，该不间断电源装置70与实施方式1的不间断电源装置1不同的点，是变换器6、双向斩波器7、逆变器10及控制装置18分别被置换为变换器71、双向斩波器72、逆变器73及控制装置73。

图15是表示逆变器73及其周边部分的电路框图。在图15中，在变换器71与逆变器73之间连接着3条直流线L1～L3。直流线L2与中性点NP连接，被设为中性点电压(例如0V)。电容器9包括2个电容器9a、9b。电容器9a连接在直流线L1、L2间。电容器9b连接在直流线L2、L3间。

变换器71在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将来自商用交流电源21的交流电力变换为直流电力，向直流线L1～L3供给。此时，变换器71将电容器9a、9b分别充电，以使直流线L1、L2间的直流电压VDCa成为参照电压VDCr、并且直流线L2、L3间的直流电压VDCb成为参照电压VDCr。

直流线L1、L2、L3的电压分别被设为正直流电压(+VDCr)、中性点电压(0V)及负直流电压(－VDCr)。在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器71的运转被停止。

双向斩波器72在正常时，将由变换器71生成的直流电力向电池23储存。此时，双向斩波器72将电池23充电，以使电池23的端子间电压VB成为参照电压VBr。

双向斩波器72在停电时，将电池23的直流电力向逆变器73供给。此时双向斩波器72将电容器9a、9b分别充电，以使电容器9a、9b的端子间电压VDCa、VDCb分别成为参照电压VDCr。

逆变器73在正常时，将由变换器71生成的直流电力变换为商用频率的交流电力，向负载24供给。此时，逆变器73基于从直流线L1～L3供给的正直流电压、中性点电压及负直流电压，生成商用频率的交流输出电压Vo。

逆变器73包括IGBTQ21～Q24及二极管D21～D24。IGBTQ21(第1开关元件)的集电极与直流线L1(第1直流端子)连接，其发射极与输出节点72a(交流端子)连接。IGBTQ22、Q24(第2及第4开关元件)的集电极被相互连接，它们的发射极分别与直流线L2(第2直流端子)及输出节点72a连接。IGBTQ23(第3开关元件)的集电极与输出节点72a连接，其发射极与直流线L3(第3直流端子)连接。二极管D21～D24分别与IGBTQ21～Q24反向并联地连接。输出节点72a经由电抗器12与节点N2连接。

在该逆变器73中，在第1期间中，IGBTQ23、Q24分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ21、Q22交替地被接通，在第2期间中，IGBTQ21、Q22分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ23、Q24交替地被接通。

在第1期间中，如果IGBTQ21被接通，则从直流线L1经由IGBTQ11向输出节点72a输出正电压。此外，如果IGBTQ22被接通，则输出节点72a经由二极管D24及IGBTQ22与直流线L2连接，并且直流线L2经由二极管D22及IGBTQ24与输出节点72a连接，输出节点72a被设为中性点电压。因而，在第1期间中，向输出节点72a交替地输出正电压和中性点电压。

在第2期间中，如果IGBTQ23被接通，则输出节点72a经由IGBTQ23与直流线L2连接，输出节点72a被设为负电压。此外，如果IGBTQ24被接通，则直流线L2经由二极管D22及IGBTQ24与输出节点72a连接，并且输出节点72a经由二极管D24及IGBTQ22与直流线L2连接，输出节点72a被设为中性点电压。因而，在第2期间中，向输出节点72a交替地输出负电压和中性点电压。

这里，对逆变器73的问题进行说明。在第1期间中，在从IGBTQ21接通的状态切换为IGBTQ22接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ21还没有成为关断状态但IGBTQ22接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22损坏。

相反，在从IGBTQ22接通的状态切换为IGBTQ21接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ22还没有成为关断状态但IGBTQ21接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22损坏。关于IGBTQ24、Q23，也有与IGBTQ21、Q22相同的问题。本实施方式2实现该问题的解决。

图16是表示对逆变器73进行控制的逆变器控制部80的结构的电路框图。在图16中，逆变器控制部80包括电压指令部81、三角波发生器82、83、比较器84、85、缓冲器86、87、逆变器88、89及栅极驱动电路90、91。

电压指令部81基于在节点N2(图15)出现的交流输出电压Vo的瞬时值和电流检测器11(图15)的输出信号Iof，生成正弦波状的电压指令值Vor。电压指令值Vor的相位与三相(U相、V相，W相)中的对应的相(这里是U相)的交流输入电压Vi的相位同步。

三角波发生器82输出与商用频率(例如60Hz)相比充分高的频率fH(例如20KHz)的三角波信号Cu1a。三角波发生器83输出与三角波信号Cu1a同相位、相同频率fH的三角波信号Cu1b。

比较器84比较来自电压指令部81的电压指令值Vor与来自三角波发生器82的三角波信号Cu1a的高低，输出表示比较结果的PWM信号φ1。缓冲器86将PWM信号φ1向栅极驱动电路90给出。逆变器88使PWM信号φ1反转，生成PWM信号φ2，向栅极驱动电路90给出。

比较器85比较来自电压指令部81的电压指令值Vor与来自三角波发生器83的三角波信号Cu1b的高低，输出表示比较结果的PWM信号φ3。缓冲器87将PWM信号φ3向栅极驱动电路91给出。逆变器89使PWM信号φ3反转，生成PWM信号φ4，向栅极驱动电路91给出。

图17是表示图16所示的电压指令值Vor、三角波信号Cu1a、Cu1b及PWM信号φ1～φ4的波形的时间图。在图17中，(A)表示电压指令值Vor及三角波信号Cu1a、Cu1b的波形，(B)、(C)、(D)、(E)分别表示PWM信号φ1、φ3、φ4、φ2的波形。

如图17的(A)所示，电压指令值Vor是商用频率的正弦波信号。三角波信号Cu1a的最低值是0V，其最高值比电压指令值Vor的正的峰值高。三角波信号Cu1b的最高值是0V，其最低值比电压指令值Vor的负的峰值低。三角波信号Cu1a、Cu1b是同相位的信号，三角波信号Cu1a、Cu1b的相位同步于电压指令值Vor的相位。三角波信号Cu1a、Cu1b的频率比电压指令值Vor的频率(商用频率)高。

如图17的(A)、图17的(B)所示，在三角波信号Cu1a的电平比电压指令值Vor高的情况下(时刻t0～t1，t2～t3，t4～t9，…)，PWM信号φ1为“L”电平。相反，在三角波信号Cu1a的电平比电压指令值Vor低的情况下(时刻t1～t2，t3～t4，…)，PWM信号φ1为“H”电平。PWM信号φ1为正脉冲信号列。

在电压指令值Vor为正极性的第1期间中，如果电压指令值Vor上升，则PWM信号φ1的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的第2期间中，PWM信号φ1被固定为“L”电平。如图17的(B)、图17的(E)所示，PWM信号φ2是PWM信号φ1的反转信号。

这里，如果将被置于“H”电平的PWM信号φ1、φ2分别设为第1及第2控制信号，则如图17的(B)、图17的(E)所示，第1及第2控制信号被交替地输出。电压指令部81、三角波发生器82、比较器84、缓冲器86及逆变器88构成交替地输出第1及第2控制信号的第1控制电路。

如图17的(A)、图17的(C)所示，在三角波信号Cu1b的电平比电压指令值Vor低的情况下(时刻t0～t5，t6～t7，…)，PWM信号φ3为“L”电平。相反，在三角波信号Cu1b的电平比电压指令值Vor高的情况下(时刻t5～t6，t7～t8，…)，PWM信号φ3为“H”电平。PWM信号φ3为正脉冲信号列。

在电压指令值Vor为正极性的第1期间中，PWM信号φ3被固定为“L”电平。在电压指令值Vor为负极性的第2期间中，如果电压指令值Vor下降，则PWM信号φ3的脉冲宽度增大。如图17的(C)、图17的(D)所示，PWM信号φ4是PWM信号φ3的反转信号。

这里，如果将被置于“H”电平的PWM信号φ3、φ4分别设为第3及第4控制信号，则如图17的(C)、图17的(D)所示，第3及第4控制信号被交替地输出。电压指令部81、三角波发生器83、比较器85、缓冲器87及逆变器89构成交替地输出第3及第4控制信号的第2控制电路。

如图17的(B)～图17的(E)所示，如果PWM信号φ1～φ4的波形变化，则与图17的(A)所示的电压指令值Vor相同波形的交流输出电压Vo向节点N2及中性点NP间输出。另外，在图17的(A)～图17的(E)中表示了与U相对应的电压指令值Vor及信号Cu1a、Cu1b、φ1～φ4的波形，但与V相及W相分别对应的电压指令值及信号的波形也是同样的。但是，与U相、V相及W相对应的电压指令值及信号的相位各偏移120度。

回到图16，栅极驱动电路90基于PWM信号φ1、φ2和IGBTQ21、Q22的集电极－发射极间电压V21、V22，生成用来使IGBTQ21、Q22接通及关断的栅极驱动信号VG21、VG22。

如果栅极驱动信号VG21被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ21接通。如果IGBTQ21接通，则IGBTQ21的集电极－发射极间电压V21成为最小值V21L。如果栅极驱动信号VG21被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ21关断。如果IGBTQ21关断，则IGBTQ21的集电极－发射极间电压V21成为最大值V21H。在V21L与V21H之间设定有规定的阈值电压VTH21。

如果栅极驱动信号VG22被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ22接通。如果IGBTQ22接通，则IGBTQ22的集电极－发射极间电压V22成为最小值V22L。如果栅极驱动信号VG22被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ22关断。如果IGBTQ22关断，则IGBTQ22的集电极－发射极间电压V22成为最大值V22H。在V22L与V22H之间设定有规定的阈值电压VTH22。

栅极驱动电路90在IGBTQ21接通的情况下，在PWM信号φ1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG21置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ21的集电极－发射极间电压V21与阈值电压VTH21的高低，当V21超过了VTH21时，判别为IGBTQ21成为了关断状态，将栅极驱动信号VG22置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ22接通。

此外，栅极驱动电路90在IGBTQ22接通的情况下，在PWM信号φ1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG22置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ22的集电极－发射极间电压V22与阈值电压VTH22的高低，当V22超过了VTH22时，判别为IGBTQ22成为了关断状态，将栅极驱动信号VG21置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ21接通。

此外，栅极驱动电路91基于PWM信号φ3、φ4和IGBTQ23、Q24的集电极－发射极间电压V23、V24，生成用来使IGBTQ23、Q24接通及关断的栅极驱动信号VG23、VG24。

如果栅极驱动信号VG23被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ23接通。如果IGBTQ23接通，则IGBTQ23的集电极－发射极间电压V23成为最小值V23L。如果栅极驱动信号VG23被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ23关断。如果IGBTQ23关断，则IGBTQ23的集电极－发射极间电压V3成为最大值V23H。V23L与V23H之间设定有规定的阈值电压VTH23。

如果栅极驱动信号VG24被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ24接通。如果IGBTQ24接通，则IGBTQ24的集电极－发射极间电压V24成为最小值V24L。如果栅极驱动信号VG24被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ24关断。如果IGBTQ24关断，则IGBTQ24的集电极－发射极间电压V24成为最大值V24H。在V24L与V24H之间设定有规定的阈值电压VTH24。

栅极驱动电路91在IGBTQ23接通的情况下，在PWM信号φ3从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ4从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG23置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ23的集电极－发射极间电压V23与阈值电压VTH23的高低，当V23超过了VTH23时，判别为IGBTQ23成为了关断状态，将栅极驱动信号VG24置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ24接通。

此外，栅极驱动电路91在IGBTQ24接通的情况下，在PWM信号φ3从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ4从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG24置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ24的集电极－发射极间电压V24与阈值电压VTH24的高低，当V24超过了VTH24时，判别为IGBTQ24成为了关断状态，将栅极驱动信号VG23置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ23接通。

栅极驱动电路90、91各自的结构及动作由于与栅极驱动电路36的结构(图5)及动作(图7、图8)是同样的，所以不重复其说明。此外，与实施方式1同样，若从电容器9a、9b看，变换器71和逆变器73是同样的结构，在电容器9a、9b的初始充电完成后，变换器71作为逆变器动作，控制变换器71的变换器控制部与逆变器控制部80(图16)是同样的。

如以上这样，在该实施方式2中，在从IGBTQ21接通的状态切换为IGBTQ22接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG21置于非激活电平，与IGBTQ21的端子间电压V21超过了阈值电压VTH21这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG22设为激活电平。因而，在将IGBTQ21实际关断时使IGBTQ22接通，所以能够防止在IGBTQ21、Q22中流过过电流，并且能够实现效率的提高。关于IGBTQ23、Q24也与IGBTQ21、Q22是同样的。

图18是表示实施方式2的变更例的电路框图，是与图15对比的图。在该变更例中，图15的逆变器73被用逆变器73A置换。逆变器73A与逆变器73不同的点，是IGBTQ22和IGBTQ24被反向连接。即，IGBTQ22、Q24的发射极被相互连接，IGBTQ22、Q24的集电极分别与输出节点72a及直流线L2连接。二极管D22、D24分别与IGBTQ22、Q24反向并联地连接。在该变更例中，能得到与实施方式2相同的效果。

[实施方式3]

图19是表示本发明的实施方式3的不间断电源装置的主要部分的电路框图，是与图15对比的图。参照图18，该不间断电源装置与实施方式2的不间断电源装置1不同的点，是变换器71及逆变器73分别被置换为变换器95及逆变器96。

在图15中，变换器95在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将来自商用交流电源21的交流电力变换为直流电力，向直流线L1～L3供给。此时，变换器95将电容器9a、9b分别充电，以使直流线L1、L2间的直流电压VDCa成为参照电压VDCr、并且直流线L2、L3间的直流电压VDCb成为参照电压VDCr。

直流线L1、L2、L3的电压分别被设为正直流电压(+VDCr)，中性点电压(0V)及负直流电压(－VDCr)。在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器95的运转被停止。

逆变器96在正常时，将由变换器95生成的直流电力变换为商用频率的交流电力，向负载24供给。此时，逆变器96基于从直流线L1～L3供给的正直流电压、中性点电压及负直流电压，生成商用频率的交流输出电压Vo。

逆变器96包括IGBTQ31～Q34及二极管D31～D36。IGBTQ31(第1开关元件)的集电极与直流线L1(第1直流端子)连接，IGBTQ31的发射极与IGTBQ34(第4开关元件)的集电极连接，IGBTQ34的发射极与输出节点96a(交流端子)连接。IGBTQ32(第2开关元件)的集电极与输出节点96a连接，IGBTQ32的发射极与IGTBQ33(第3开关元件)的集电极连接，IGBTQ33的发射极与直流线L2连接。

二极管D31～D34分别与IGBTQ31～Q34反向并联地连接。二极管D35(第1二极管)的阳极与IGBTQ32的发射极连接，其阴极与直流线L2连接。二极管D36(第2二极管)的阳极与直流线L2连接，其阴极与IGBTQ34的集电极连接。

在该逆变器96中，在第1期间中，IGBTQ33、Q34分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ31、Q32交替地被接通，在第2期间中，IGBTQ31、Q32分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ33、Q34交替地被接通。

在第1期间中，如果IGBTQ31被接通，则从直流线L1经由IGBTQ31、34向输出节点96a输出正电压。此外，如果IGBTQ32被接通，则输出节点96a经由IGBTQ32及二极管D35与直流线L2连接，并且直流线L2经由二极管D36及IGBTQ34与输出节点96a连接，输出节点96a被设为中性点电压。因而，在第1期间中，向输出节点96a交替地输出正电压和中性点电压。

在第2期间中，如果IGBTQ33被接通，则输出节点96a经由IGBTQ32、Q33与直流线L3连接，输出节点96a被设为负电压。此外，如果IGBTQ34被接通，则直流线L2经由二极管D36及IGBTQ34与输出节点96a连接，并且输出节点96a经由IGBTQ32及二极管D35与直流线L2连接，输出节点96a被设为中性点电压。因而，在第2期间中，向输出节点96a交替地输出负电压和中性点电压。

这里，对逆变器96的问题进行说明。在第1期间中，在从IGBTQ31接通的状态切换为IGBTQ32接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ31还没有成为关断状态但IGBTQ32接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35损坏。

相反，在从IGBTQ32接通的状态切换为IGBTQ31接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ32还没有成为关断状态但IGBTQ31接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35损坏。关于IGBTQ34、Q33，也有与IGBTQ31、Q32相同的问题。本实施方式2是实现该问题的解决的。

图20是表示控制逆变器96的逆变器控制部97的结构的电路框图，是与图16对比的图。参照图20，逆变器控制部97与图16的逆变器控制部80不同的点是，栅极驱动电路90、91分别被用栅极驱动电路98、99置换。电压指令值Vor、三角波信号Cu1a、Cu1b及PWM信号φ1～φ4的波形是如图17中所表示的那样。

栅极驱动电路98基于PWM信号φ1、φ2和IGBTQ31、Q32的集电极－发射极间电压V31、V32，生成用来使IGBTQ31、Q32接通及关断的栅极驱动信号VG31、VG32。

如果栅极驱动信号VG31被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ31接通。如果IGBTQ31接通，则IGBTQ31的集电极－发射极间电压V31成为最小值V31L。如果栅极驱动信号VG31被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ31关断。如果IGBTQ31关断，则IGBTQ31的集电极－发射极间电压V31成为最大值V31H。在V31L与V31H之间设定有规定的阈值电压VTH31。

如果栅极驱动信号VG32被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ32接通。如果IGBTQ32接通，则IGBTQ32的集电极－发射极间电压V32成为最小值V32L。如果栅极驱动信号VG32被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ32关断。如果IGBTQ32关断，则IGBTQ32的集电极－发射极间电压V32成为最大值V32H。在V32L与V32H之间设定有规定的阈值电压VTH22。

栅极驱动电路98在IGBTQ31接通的情况下，在PWM信号φ1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG31置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ31的集电极－发射极间电压V31与阈值电压VTH31的高低，当V31超过了VTH31时，判别为IGBTQ31成为了关断状态，将栅极驱动信号VG32置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ32接通。

此外，栅极驱动电路98在IGBTQ32接通的情况下，在PWM信号φ1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG32置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ32的集电极－发射极间电压V32与阈值电压VTH32的高低，当V32超过了VTH32时，判别为IGBTQ32成为了关断状态，将栅极驱动信号VG31置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ31接通。

此外，栅极驱动电路99基于PWM信号φ3、φ4和IGBTQ33、Q34的集电极－发射极间电压V33、V34，生成用来使IGBTQ33、Q34接通及关断的栅极驱动信号VG33、VG34。

如果栅极驱动信号VG33被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ33接通。如果IGBTQ33接通，则IGBTQ33的集电极－发射极间电压V33成为最小值V33L。如果栅极驱动信号VG33被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ33关断。如果IGBTQ33关断，则IGBTQ33的集电极－发射极间电压V33成为最大值V33H。在V33L与V33H之间设定有规定的阈值电压VTH33。

如果栅极驱动信号VG34被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ34接通。如果IGBTQ34接通，则IGBTQ34的集电极－发射极间电压V34成为最小值V34L。如果栅极驱动信号VG34被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ34关断。如果IGBTQ34关断，则IGBTQ34的集电极－发射极间电压V34成为最大值V34H。在V34L与V34H之间设定有规定的阈值电压VTH34。

栅极驱动电路99在IGBTQ33接通的情况下，在PWM信号φ3从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ4从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG33置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ33的集电极－发射极间电压V33与阈值电压VTH33的高低，当V33超过了VTH33时，判别为IGBTQ33成为了关断状态，将栅极驱动信号VG34置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ34接通。

此外，栅极驱动电路99在IGBTQ34接通的情况下，在PWM信号φ3从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ4从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG34置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ34的集电极－发射极间电压V34与阈值电压VTH34的高低，当V34超过了VTH34时，判别为IGBTQ34成为了关断状态，将栅极驱动信号VG33置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ33接通。

栅极驱动电路98、99各自的结构及动作与栅极驱动电路36的结构(图5)及动作(图7、图8)是同样的，所以不重复其说明。此外，与实施方式1同样，若从电容器9a、9b看，则变换器95和逆变器96是同样的结构，在电容器9a、9b的初始充电完成后，变换器95作为逆变器动作，对变换器95进行控制的变换器控制部与逆变器控制部97(图20)是同样的。

如以上这样，在该实施方式3中，在从IGBTQ31接通的状态切换为IGBTQ32接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG31置于非激活电平，与IGBTQ31的端子间电压V31超过了阈值电压VTH31这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG32设为激活电平。因而，当IGBTQ31实际关断时IGBTQ32接通，所以能够防止在IGBTQ31、Q32中流过过电流，并且能够实现效率的提高。关于IGBTQ33、Q34也与IGBTQ31、Q32是同样的。

此次公开的实施方式在全部的方面都是例示，而不应被认为是限制性的。本发明不是由上述的说明而是由权利要求书表示，意味着包含权利要求书和其等价的意义及范围内全部变更。

标号说明

1、70不间断电源装置；T1交流输入端子；T2旁路输入端子；T3电池端子；T4交流输出端子；2、8、14、16电磁接触器；3、11电流检测器；4、9、9a、9b、13电容器；5、12电抗器；6、71、95变换器；7、72双向斩波器；10、73、96逆变器；15半导体开关；17操作部；18控制装置；21商用交流电源；22旁路交流电源；23电池；24负载；Q1～Q4、Q11～Q14、Q21～Q24、Q31～Q34IGBT；D1～D4、D11～D14、D21～D24、D31～D36二极管；30、80、97逆变器控制部；31、61、81电压指令部；32、62、82、83三角波发生器；33、43、44、63、84、85比较器；34、64、86、87缓冲器；35、52、65、88、89逆变器；36、36A、36B、37、66、67、90、91、98、99栅极驱动电路；41、42电压检测器；45、45A、46、46A延迟电路；47、48、51AND栅极；49、50驱动器。