具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图1-2及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

常见的推挽串联谐振软开关变换器，当电压波动较小即窄电压范围时，可以通过改变占空比或改变频率来调节输出电压的稳定；但对于普通的储能电源而言，电池大多采用锂电池作为储能电池，其电池电压从充满到放空电压波动较大，此时通过改变频率或改变占空比的方式进行调节会使得开关管处于硬开关状态，造成开关损耗较大。

本发明实施例公开一种推挽串联谐振软开关切换电路。

参照图1，推挽串联谐振软开关切换电路包括原边推挽电路101、变压器T1、整流电路102和输出电路103；变压器T1原边的中间抽头点连接于直流电源DC正极，原边推挽电路101用于将直流电源DC输入的直流电压转换为交流电压，变压器T1用于将交流电压进行升压；整流电路102连接于变压器T1的副边绕组，用于将升压后的交流电压进行全波整流，并输出直流电压；输出电路103用于储存整流电路102所输出的直流电压；

还包括控制电路104、开关切换电路105和谐振电路；

控制电路104，用于检测直流电源DC输入的直流电压所表征的电压值，基于预设映射表，根据直流电压的电压值确定对应的预设控制策略，根据预设控制策略生成对应的控制信号并发送至开关切换电路105；其中，预设映射表包括多组电压区间与预设控制策略的对应关系；

开关切换电路105包括控制信号输入端、第一输入端、第二输入端和输出端；谐振电路包括第一谐振单元、第二谐振单元和第三谐振单元；变压器T1的副边绕组包括第一抽头、第二抽头、第三抽头和第四抽头；变压器T1的副边绕组，第一抽头连接于第一输入端，第二抽头连接于第二输入端，第三抽头和第四抽头均连接于整流电路102；第一谐振单元连接于第一抽头和第一输入端之间，第二谐振单元连接于第二抽头和第二输入端之间，第三谐振单元连接于第三抽头与整流电路102之间；

开关切换电路105，输出端与输出电路103的电压输出端Hv连接，控制信号输入端连接于控制电路104的控制信号输出端；开关切换电路105响应于控制信号切换变压器T1副边绕组的对应抽头接入电路，以调节至相应的档位。

作为直流电源DC的一种实施方式，直流电源DC可以为常见的储能电源，例如锂电池等储能电池组成的电池组。

上述实施方式中，利用控制电路104检测直流电源DC输入的直流电压，基于预设映射表根据直流电压的电压值确定对应的预设控制策略，并生成控制信号发送至开关切换电路105，开关切换电路105响应于控制信号切换变压器T1副边绕组的对应抽头接入电路，进而改变变压器T1副边绕组的匝比，根据不同的输入电压调节不同的电压输出档位，即可在宽电压范围输入时维持输出电压在稳定的范围内，从而在不改变谐振点的同时实现输出电压的调节，降低了电路损耗。

作为基于预设映射表，根据直流电压的电压值确定对应的预设控制策略的一种实施方式，预设映射表包括多组电压区间与预设控制策略的对应关系，每个电压区间之间互无交集，每个电压区间均对应一种预设控制策略；预设控制策略即为当直流电压的电压值处于该电压区间时的最优控制策略，该最优控制策略可预先进行设置和调整。

作为原边推挽电路101的一种实施方式，参照图1，原边推挽电路101包括第三NMOS管U3、第四NMOS管U4、第五非极性电容器C5和第六非极性电容器C6；变压器T1的原边包括第一绕组N1和第二绕组N2；第三NMOS管U3，漏极分别连接于第五非极性电容器C5的一端和变压器T1原边第一绕组N1的异名端，源级分别连接于第五非极性电容器C5的另一端和第四NMOS管U4的源级；第五非极性电容器C5的另一端接地，直流电源DC的正极连接于变压器T1原边的中间抽头点，直流电源DC的负极接地，第四NMOS管U4的漏极分别连接于变压器T1原边第二绕组N2的异名端和第六非极性电容器C6的一端，第六非极性电容器C6的另一端接地。

作为控制电路104的一种实施方式，参照图1，控制电路104包括控制芯片U5，控制芯片U5的电压输入端连接于直流电源DC正极，控制芯片U5的控制信号输出端连接于控制电路104的控制信号输出端；在本申请实施例中，控制芯片U5可以为MCU，通过MCU对直流电源DC输入的直流电压进行检测，并根据不同的输入电压输出相应的控制信号，从而实现对电压输出档位的调节控制。

作为开关切换电路105的一种实施方式，参照图1，开关切换电路105包括第一电阻器R1、第一光电耦合器U1、第二电阻器R2、第三电阻器R3、第一NMOS管Q1、第一NPN三极管Q2、第一二极管D1、第二二极管D2、第四电阻器R4、第二光电耦合器U2、第五电阻器R5、第六电阻器R6、第二NPN三极管Q4、第二NMOS管Q3、第三二极管D3和第四二极管D4；

开关切换电路105的控制信号输入端包括第一控制信号输入端CTL1和第二控制信号输入端CTL2；控制芯片U5的控制信号输出端包括第一控制信号输出端和第二控制信号输出端，其中，第一控制信号输出端连接于第一控制信号输入端CTL1，第二控制信号输出端连接于第二控制信号输入端CTL2；

第一电阻器R1，一端连接于第一控制信号输入端CTL1，另一端连接于第一光电耦合器U1的阳极；第一光电耦合器U1，阴极接地，集电极分别连接于第一供电电源VCC1和第二电阻器R2的一端，发射极连接于第三电阻器R3的一端；第二电阻器R2的另一端分别连接于第一NMOS管Q1的栅极和第一NPN三极管Q2的集电极，第三电阻器R3的另一端连接于第一NPN三极管Q2的基极，第一NPN三极管Q2的发射极分别连接于第一NMOS管Q1的源级和开关切换电路105的输出端；第一NMOS管Q1的漏极连接于第一二极管D1的阴极，第一二极管D1的阳极分别连接于第二二极管D2的阴极和开关切换电路105的第二输入端，第二二极管D2的阳极连接于参考端；

第四电阻器R4，一端连接于第二控制信号输入端CTL2，另一端连接于第二光电耦合器U2的阳极；第二光电耦合器U2，阴极接地，集电极分别连接于第一供电电源VCC1和第五电阻器R5的一端，发射极连接于第六电阻器R6的一端；第五电阻器R5的另一端分别连接于第二NMOS管Q3的栅极和第二NPN三极管Q4的集电极，第六电阻器R6的另一端连接于第二NPN三极管Q4的基极，第二NPN三极管Q4的发射极分别连接于所述第二NMOS管Q3的源级和开关切换电路105的输出端；第二NMOS管Q3的漏极连接于第三二极管D3的阴极，第三二极管D3的阳极分别连接于第四二极管D4的阴极和开关切换电路105的第一输入端，第四二极管D4的阳极连接于参考端。

上述实施方式中，当直流电源DC的输入电压达到最高档时，第一控制信号输入端CTL1和第二控制信号输入端CTL2均接入高电平信号，第一光电耦合器U1导通，第一NPN三极管Q2导通，第一NMOS管Q1的栅极接入低电平截止，第二光电耦合器U2导通，第二NPN三极管Q4导通，第二NMOS管Q3的栅极接入低电平截止，变压器T1副边绕组的第三抽头接入电路，此时，输出电压档位调节至最低档；

当直流电源DC的输入电压达到中间档时，第一控制信号输入端CTL1接入低电平信号，第二控制信号输入端CTL2接入高电平信号，第一光电耦合器U1截止，第一NPN三极管Q2截止，第一NMOS管Q1的栅极接入高电平导通，第二光电耦合器U2导通，第二NPN三极管Q4导通，第二NMOS管Q3的栅极接入低电平截止，第一二极管D1正向导通，变压器T1副边绕组的第二抽头接入电路，此时，输出电压档位调节至中间档；

当直流电源DC的输入电压达到最低档时，第一控制信号输入端CTL1接入高电平信号，第二控制信号输入端CTL2接入低电平信号，第一光电耦合器U1导通，第一NPN三极管Q2导通，第一NMOS管Q1的栅极接入低电平截止，第二光电耦合器U2截止，第二NPN三极管Q4截止，第二NMOS管Q3的栅极接入高电平导通，变压器T1副边绕组的第一抽头接入电路，此时，输出电压档位调节至最高档。

因此，在本实施例中，上述的输入电压的最高档、中间档和最低档即对应预设的三组电压区间；例如，输入电压最高档对应的电压区间配置为[u1,u2]，对应的控制策略配置为向第一控制信号输入端CTL1和第二控制信号输入端CTL2均输入高电平信号；输入电压中间档对应的电压区间配置为(u2,u3]，对应的控制策略配置为向第一控制信号输入端CTL1输入低电平信号和向第二控制信号输入端CTL2输入高电平信号；输入电压最低档对应的电压区间配置为(u3, u4]，对应的控制策略配置为向第一控制信号输入端CTL1输入高电平信号和向第二控制信号输入端CTL2输入低电平信号；其中，u1<u2<u3<u4；根据输入电压的不同档位，对应调节不同的电压输出档位，从而即可在宽电压范围输入时维持输出电压在稳定的范围内。

需要说明的是，在实际检测过程中，各电压区间端点的开闭、各电压区间的长度和电压区间的个数均可根据实际情况进行设置和调整。

作为谐振电路的一种实施方式，参照图1，第一谐振单元包括第一电感模块和第一电容模块，第一电感模块的第一端连接于变压器T1副边绕组的第一抽头，第一电感模块的第二端连接于第一电容模块的第一端，第一电容模块的第二端连接于所述开关变换电路的第一输入端；

第二谐振单元包括第二电感模块和第二电容模块，第二电感模块的第一端连接于变压器T1副边绕组的第二抽头，第二电感模块的第二端连接于第二电容模块的第一端，第二电容模块的第二端连接于开关变换电路的第二输入端；

第三谐振单元包括第三电感模块和第三电容模块，第三电感模块的第一端连接于变压器T1副边绕组的第三抽头，第三电感模块的第二端连接于第三电容模块的第一端，第三电容模块的第二端连接于整流电路102。

上述实施方式中，利用第一谐振单元、第二谐振单元和第三谐振单元使得变压器T1副边产生谐振电流和谐振电压，实现了推挽串联谐振电路的软开关设计，降低了原边推挽电路101中开关管的开关损耗。

作为第一电容模块、第二电容模块和第三电容模块的一种实施方式，第一电容模块、第二电容模块和第三电容模块均可采用高频特性较好的聚丙烯电容器；在本申请实施例中，第一电容模块为第一非极性电容器C1，第二电容模块为第二非极性电容器C2，第三电容模块为第三非极性电容器C3。

作为第一电感模块、第二电感模块和第三电感模块的一种实施方式，第一电感模块、第二电感模块和第三电感模块可以采用变压器T1副边的等效漏感，也可以采用独立电感；在本申请实施例中，第一电感模块、第二电感模块和第三电感模块均采用变压器T1副边的等效漏感，通过直接利用变压器T1副边漏感作为谐振电感，省去了单独绕制的电感，减小了体积和成本。

作为整流电路102的一种实施方式，参照图1，整流电路102包括第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8；

其中，第六二极管D6的阳极分别连接于第八二极管D8的阴极和第三电容模块的第二端，第八二极管D8的阳极分别连接于第七二极管D7的阳极和参考端，第七二极管D7的阴极分别连接于变压器T1副边绕组的第四抽头和第五二极管D5的阳极，第五二极管D5的阴极分别连接于第六二极管D6的阴极和输出电路103的电压输出端Hv。

上述实施方式中，利用第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8构成变压器T1副边的全波整流电路102，将升压后的交流电压进行全波整流，从而产生直流高压。

作为输出电路103的一种实施方式，参照图1，输出电路103包括储能电容器EC1和第四非极性电容器C4，储能电容器EC1的正极分别连接于第四非极性电容器C4的一端和输出电路103的电压输出端Hv，储能电容器EC1的负极分别连接于参考端和第四非极性电容器C4的另一端。

上述实施方式中，由于输出电压中包含高频成分，利用第四非极性电容器C4作为高频电容对电路中的高频干扰部分进行滤波，利用储能电容器EC1对整流电路102所输出的直流电压进行储存，从而便于通过输出电路103的电压输出端Hv对负载进行供电。

需要说明的是，储能电容器的数量可根据实际情况进行调整，例如可通过并联多个储能电容器以储存更多的电能。

作为推挽串联谐振软开关切换电路进一步的实施方式，参照图1，还包括泄放电路106，泄放电路106包括第七电阻器R7、第八电阻器R8、第九电阻器R9和第十电阻器R10；

其中，第七电阻器R7的一端分别连接于输出电路103的电压输出端Hv和第八电阻器R8的一端、另一端连接于第九电阻器R9的一端，第九电阻器R9的另一端连接于参考端，第八电阻器R8的另一端连接于第十电阻器R10的一端，第十电阻器R10的另一端连接于参考端。

上述实施方式中，利用第七电阻器R7、第八电阻器R8、第九电阻器R9和第十电阻器R10组成泄放电路106在断电后对储能电容器EC1上的残留电荷进行快速泄放，从而提高了安全性。

需要说明的是，泄放电路106中的泄放电阻器的数量可根据实际情况进行调整，即能够达到在断电后对储能电容器EC1上的残留电荷进行快速泄放的效果即可。

基于控制电路104侧，本发明实施例还公开一种推挽串联谐振软开关切换电路的切换方法。

参照图2，一种推挽串联谐振软开关切换电路的切换方法，可以应用于上述的推挽串联谐振软开关切换电路，切换方法包括，

S11，检测直流电源DC输入的直流电压所表征的电压值，基于预设映射表，根据直流电压的电压值确定对应的预设控制策略，根据预设控制策略生成对应的控制信号。

其中，预设映射表包括多组电压区间与预设控制策略的对应关系。

S12，将控制信号发送至开关切换电路105，并控制开关切换电路105切换变压器T1副边绕组的对应抽头接入电路，以调节至相应的档位。

其中，切换变压器T1副边绕组的对应抽头接入电路，即可改变变压器T1副边绕组的匝比，实现对电压输出档位的调节。

需要注意的是，本实施例所提供的切换方法可以视为在上述实施例所提供的推挽串联谐振软开关切换电路中控制电路104所执行的方法，因此，关于本实施例提供的切换方法的具体执行步骤可以参见上述实施例中关于推挽串联谐振软开关切换电路的描述内容，此处不再赘述。也应当理解的是，本实施例中切换方法的详细执行方法可以参见上述实施例中推挽串联谐振软开关切换电路中控制电路104的执行逻辑，两者执行的逻辑本质相同，此处不再赘述。

通过以下实施例对上述切换方法进行详细说明：切换方法包括，控制电路检测直流电源DC输入的直流电压所表征的电压值，基于预设映射表，根据直流电压的电压值确定对应的预设控制策略，并根据预设控制策略生成对应的控制信号；开关切换电路105响应于控制信号切换变压器T1副边绕组的对应抽头接入电路，以调节至相应的档位。

上述实施方式中，控制电路104检测直流电源DC输入的直流电压，基于预设映射表根据直流电压的电压值确定对应的预设控制策略，并生成控制信号发送至开关切换电路105，开关切换电路105响应于控制信号切换变压器T1副边绕组的对应抽头接入电路，进而改变变压器T1副边绕组的匝比，根据不同的输入电压调节不同的电压输出档位，即可在宽电压范围输入时维持输出电压在稳定的范围内，从而在不改变谐振点的同时实现输出电压的调节，降低了电路损耗。

本发明实施例还公开一种芯片。

一种芯片，包括上述的一种推挽串联谐振软开关切换电路。

以上均为本发明的较佳实施例，并非依此限制本发明的保护范围，本说明书（包括摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或者具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。