阅读说明：本技术 具有大rf分数和瞬时带宽的反向多尔蒂功率放大器 (Inverse doherty power amplifier with large RF fraction and instantaneous bandwidth ) 是由 克里斯蒂安·卡苏 杰拉德·布伊斯 于 2017-04-24 设计创作，主要内容包括：描述了用于操作在千兆赫兹频率下的反向多尔蒂放大器的装置和方法。当基于主放大器和峰值放大器的特征以及放大器的非对称因子来设计反向多尔蒂放大器的输出网络中的阻抗匹配部件和阻抗逆变器时,可以在常规多尔蒂放大器配置上增加RF分数带宽和信号带宽。(Apparatus and methods for operating an inverse doherty amplifier at gigahertz frequencies are described. When the impedance matching components and impedance inverters in the output network of the inverted doherty amplifier are designed based on the characteristics of the main and peak amplifiers and the asymmetry factor of the amplifiers, the RF fractional bandwidth and signal bandwidth can be increased over conventional doherty amplifier configurations.)

具有大RF分数和瞬时带宽的反向多尔蒂功率放大器

背景

技术领域

本发明技术涉及高速、高功率、宽带宽的多尔蒂(Doherty)放大器。

背景技术

由半导体材料形成的高速功率放大器具有多种有用的应用，诸如射频(RF)通信、雷达、RF能量、以及微波应用。近些年，氮化镓半导体材料由于其可期望的电子和电光特性而受到相当大的关注。GaN具有与可见光谱的蓝色波长区域相对应的约3.4eV的宽的直接带隙。由于其较宽的带隙，与诸如硅之类的其他半导体相比，GaN更能抵抗雪崩击穿并且能够在更高的温度下保持电学性能。与硅相比，GaN还具有更高的载流子饱和速度。此外，GaN具有纤锌矿晶体结构，是非常稳定并且坚硬的材料，具有高的热导率，以及具有比其他常规半导体(诸如硅、锗以及砷化镓)高得多的熔点。因此，GaN对高速、高电压和高功率应用是有用的。

在当前和拟议的通信标准(诸如WiMax、4G以及5G)下支持移动通信和无线互联网接入的应用会对由半导体晶体管构成的高速放大器提出严格的性能要求。放大器可能需要满足与输出功率、信号线性度、信号增益、带宽、以及效率有关的性能规范。

发明内容

描述了用于改善高速、高功率、宽带的放大器的性能的装置和方法。所述结构和方法涉及用于组合反向多尔蒂放大器中放大的信号的电路。阻抗匹配部件、阻抗逆变器的阻抗(有时称为延迟线或偏置线)、阻抗逆变器的相位延迟、以及反向多尔蒂放大器的组合节点处的阻抗可以被配置成明显改善对称反向多尔蒂放大器和非对称反向多尔蒂放大器的放大器RF分数带宽(Δω/ω_o)和信号带宽(也称为“瞬时带宽”)。

一些实施例涉及一种反向多尔蒂放大器，所述反向多尔蒂放大器包括：主放大器，其在第一电路分支中；峰值放大器，其在第二电路分支中并被布置成作为C类放大器进行操作；组合节点，其位于第一电路分支中主放大器之后的第一部分与第二电路分支中峰值放大器之后的第二部分连接的位置；以及阻抗逆变器，其在第二电路分支的第二部分中连接在峰值放大器和组合节点之间，其中，在组合节点处的阻抗值Z_cn在由以下表达式确定的值的50％以内：

其中，Z_optm是主放大器的阻抗负载，当连接到主放大器的输出时，所述阻抗负载提供来自主放大器的最大功率传输，R_L是由反向多尔蒂放大器驱动的额定负载的电阻，以及α是反向多尔蒂放大器的非对称因子，其中，所述非对称因子是峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

在一些方面，Z_optm由实电阻R_optm组成并且所述阻抗值Z_cn在以上表达式的20％以内。在一些实施方式中，所述阻抗逆变器包括微带传输线。所述微带传输线可以具有大约等于组合节点处的阻抗乘以(1+α)/α的特征阻抗。在一些实施方式中，所述阻抗逆变器增加了大约270度的相位延迟。

根据一些实施方式，当反向多尔蒂放大器的非对称因子为1时，朝向组合节点看并且峰值放大器在非放大状态下，由主放大器的输出处的S11散射参数限定的反向多尔蒂放大器的RF分数带宽为7％到25％。

在一些方面，组合节点布置成直接连接到具有大约等于50欧姆的阻抗的负载，其中在所述组合节点和所述负载之间没有***阻抗匹配部件。

在一些实施方式中，反向多尔蒂放大器还可以包括：耦合器，其布置成将输入信号分成提供给第一电路分支的第一信号和提供给第二电路分支的第二信号，并且将具有相对于第二信号多于80度的第一相位延迟增加到第一信号；第一阻抗匹配部件，其在第一电路分支的第一部分中连接在主放大器和组合节点之间；以及第二阻抗匹配部件，其在第二电路分支的第二部分中连接在峰值放大器和阻抗逆变器之间。

反向多尔蒂放大器还可以包括：在第一阻抗匹配部件中的第一分路电感器和第一电容器，其在主放大器的输出和第一参考电位之间串联连接；以及在第二阻抗匹配部件中的第二分路电感器和第二电容器，其在峰值放大器的输出和第二参考电位之间串联连接。

在一些情况中，反向多尔蒂放大器还可以包括：第一偏置端子，其连接到第一分路电感器并且布置成提供用于经由第一分路电感器将第一偏置电压施加到主放大器的第一偏置路径；第二偏置端子，其连接到第二分路电感器并且布置成提供用于经由第二分路电感器将第二偏置电压施加到峰值放大器的第二偏置路径。第一电容器的值可以为100皮法拉到10微法拉。

在一些实施方式中，反向多尔蒂放大器还可以包括：连接在组合节点和反向多尔蒂放大器的输出端子之间的第三阻抗匹配部件。第一阻抗匹配部件的第一阻抗变换比率可以大约等于第三阻抗匹配部件的第二阻抗变换比率。在一些方面，阻抗逆变器增加大约等于第一相位延迟的第二相位延迟。在一些方面，阻抗逆变器增加大约等于90度的奇数倍的第二相位延迟。

根据一些实施方式，第一阻抗匹配部件和第二阻抗匹配部件均提供大约90度的相位延迟。

在一些实施方式中，本发明的实施例的反向多尔蒂放大器的组合节点处的阻抗的实分量是10欧姆到40欧姆的值。主放大器和峰值放大器可以包括氮化镓晶体管。

一些实施例涉及操作反向多尔蒂放大器的方法。一种方法的实施例可以包括以下操作：接收输入信号；划分输入信号；将输入信号的第一部分提供给包含主放大器的第一电路分支；将输入信号的第二部分提供给包含作为C类放大器进行操作的峰值放大器的第二电路分支；以及在组合节点处，将来自主放大器的第一信号和来自峰值放大器的第二信号组合，所述组合节点具有在由以下表达式确定的值的50％以内的阻抗值Z_cn：

其中，Z_optm是主放大器的阻抗负载，当连接到主放大器的输出时，所述阻抗负载提供来自主放大器的最大功率传输，R_L是由反向多尔蒂放大器驱动的负载的电阻，以及α是反向多尔蒂放大器的非对称因子，其中，所述非对称因子是峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

在一些实施方式中，一种方法实施例还可以包括以下操作：将来自主放大器的放大信号提供给具有第一阻抗变换比率的第一阻抗匹配部件；将来自峰值放大器的放大信号提供给具有第二阻抗变换比率的第二阻抗匹配部件；以及将来自组合节点的组合信号提供给具有第三阻抗变换比率的第三阻抗匹配部件，其中所述第一阻抗变换比率大约等于所述第三阻抗变换比率。一种方法还可以包括将来自第二阻抗匹配部件的信号提供给阻抗逆变器，所述阻抗逆变器将来自第二阻抗匹配部件的信号延迟大约等于90度的奇数倍的值。

在一些方面，阻抗逆变器是集成传输线并且延迟是大约270度。在一些实施方式中，阻抗逆变器是具有特征阻抗的集成微带传输线，所述特征阻抗近似地由以下表达式确定：

一些方法的实施例还可以包括：经由分路电感器将漏极-源极电压施加到主放大器的晶体管，所述分路电感器位于第一阻抗匹配部件中并且与去耦电容器串联连接在来自主放大器的RF信号路径和参考电位之间。一种方法可以包括：将来自组合节点的组合信号提供给反向多尔蒂放大器的输出端口，而在组合节点和输出端口之间没有执行阻抗匹配。

一些实施例涉及一种反向多尔蒂放大器，所述反向多尔蒂放大器包括：主放大器，其在第一电路分支中；峰值放大器，其在第二电路分支中并被布置成作为C类放大器进行操作；组合节点，其位于第一电路分支中主放大器之后的第一部分与第二电路分支中峰值放大器之后的第二部分连接的位置；第一阻抗匹配部件，其在第一电路分支的第一部分中连接在主放大器和组合节点之间；以及输出阻抗匹配部件，其连接在组合节点和反向多尔蒂放大器的输出端子之间，其中，第一阻抗匹配部件的第一阻抗变换比率大约等于输出阻抗匹配部件的第二阻抗变换比率。

在一些方面，反向多尔蒂放大器还可以包括：在第二电路分支的第二部分中连接在峰值放大器和组合节点之间的阻抗逆变器。所述阻抗逆变器包括微带传输线。在一些情况中，所述微带传输线具有等于组合节点处的阻抗乘以(1+α)/α的特征阻抗。在一些情况中，所述阻抗逆变器增加了大约270度的相位延迟。

根据一些实施方式，当反向多尔蒂放大器的非对称因子为1时，朝向组合节点看并且峰值放大器在非放大状态下，由主放大器的输出处的S11散射参数限定的反向多尔蒂放大器的RF分数带宽为7％到25％。

在一些方面，组合节点布置成直接连接到具有大约等于50欧姆的阻抗的负载，其中在所述组合节点和负载之间没有***阻抗匹配部件。

反向多尔蒂放大器还可以包括：耦合器，其布置成将输入信号分成提供给第一电路分支的第一信号和提供给第二电路分支的第二信号，并且将具有相对于第二信号多于80度的第一相位延迟增加到第一信号；以及第二阻抗匹配部件，其在第二电路分支的第二部分中连接在峰值放大器和阻抗逆变器之间。

反向多尔蒂放大器还可以包括：在第一阻抗匹配部件中的第一分路电感器和第一电容器，其在主放大器的输出和第一参考电位之间串联连接；和在第二阻抗匹配部件中的第二分路电感器和第二电容器，其在峰值放大器的输出和第二参考电位之间串联连接。

在一些方面，反向多尔蒂放大器还可以包括：第一偏置端子，其连接到第一分路电感器并且布置成提供用于经由第一分路电感器将第一偏置电压施加到主放大器的第一偏置路径；和第二偏置端子，其连接到第二分路电感器并且布置成提供用于经由第二分路电感器将第二偏置电压施加到峰值放大器的第二偏置路径。

根据一些实施方式，第一阻抗匹配部件和第二阻抗匹配部件均提供大约90度的相位延迟。在一些情况中，阻抗逆变器增加大约等于90度的奇数倍的第二相位延迟。在一些实施方式中，在组合节点处的阻抗值Z_cn在由以下表达式确定的值的50％以内：

其中，Z_optm是主放大器的阻抗负载，当连接到主放大器的输出时，所述阻抗负载提供来自主放大器的最大功率传输，R_L是由反向多尔蒂放大器驱动的额定负载的电阻，以及α是反向多尔蒂放大器的非对称因子，其中，所述非对称因子是峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

根据反向多尔蒂放大器的一些实施方式，主放大器和峰值放大器包括氮化镓晶体管。

一些实施例涉及操作反向多尔蒂放大器的方法。一种方法的实施例可以包括以下操作：接收输入信号；划分输入信号；将输入信号的第一部分提供给包含主放大器的第一电路分支；将输入信号的第二部分提供给包含作为C类放大器进行操作的峰值放大器的第二电路分支；在组合节点处将来自主放大器的第一信号和来自峰值放大器的第二信号组合；利用第一阻抗匹配部件将主放大器输出处的第一阻抗值转换成第二阻抗值；以及利用输出阻抗匹配部件将组合节点之后的第三阻抗值近似转换成由所述反向多尔蒂放大器驱动的负载的负载阻抗值，其中第一阻抗匹配部件的第一阻抗变换比率大约等于输出阻抗匹配部件的第二阻抗变换比率。

在一些方面，所述第二阻抗值具有在由以下表达式确定的值的50％以内的阻抗值Z_cn：

其中，Z_optm是主放大器的阻抗负载，当连接到主放大器的输出时，所述阻抗负载提供来自主放大器的最大功率传输，R_L是由反向多尔蒂放大器驱动的负载的电阻，以及α是反向多尔蒂放大器的非对称因子，其中，所述非对称因子是峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

在一些实施方式中，一种方法实施例还可以包括以下操作：利用第二阻抗匹配部件将峰值放大器的输出处的第四阻抗值转换成第五阻抗值；并且将来自第二阻抗匹配部件的信号提供给阻抗逆变器，所述阻抗逆变器将来自第二阻抗匹配部件的信号延迟大约等于90度的奇数倍的值。

在一些情况中，阻抗逆变器是集成传输线并且延迟是大约270度。在一些实施方式中，阻抗逆变器是具有特征阻抗的集成微带传输线，所述特征阻抗近似由以下表达式确定，

其中，Z_optm是主放大器的阻抗负载，当连接到主放大器的输出时，所述阻抗负载提供来自主放大器的最大功率传输，R_L是由反向多尔蒂放大器驱动的负载的电阻，以及α是反向多尔蒂放大器的非对称因子，其中，所述非对称因子是峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

一种方法实施例还可以包括：经由分路电感器将漏极-源极电压施加到主放大器的晶体管，所述分路电感器位于第一阻抗匹配部件中并且与去耦电容器串联连接在来自主放大器的RF信号路径和参考电位之间。

一种方法的实施例还可以包括：将来自组合节点的组合信号提供给反向多尔蒂放大器的输出端口，而在组合节点和输出端口之间没有执行阻抗匹配。

一些实施例涉及一种反向多尔蒂放大器，所述反向多尔蒂放大器包括：主放大器，其在第一电路分支中；峰值放大器，其在第二电路分支中并被布置成作为C类放大器进行操作；组合节点，其位于第一电路分支中主放大器之后的第一部分与第二电路分支中峰值放大器之后的第二部分连接的位置；以及阻抗逆变器，其在第二电路分支中位于峰值放大器和组合节点之间，其中，所述阻抗逆变器包括具有特征阻抗的集成传输线，所述特征阻抗在由以下表达式确定的值的50％以内：

其中，Z_optm是主放大器的阻抗负载，当连接到主放大器的输出时，所述阻抗负载提供来自主放大器的最大功率传输，R_L是由反向多尔蒂放大器驱动的负载的电阻，以及α是反向多尔蒂放大器的非对称因子，其中，所述非对称因子是峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

在一些方面，Z_optm由实电阻R_optm组成并且所述阻抗值Z_cn是在前一段落的表达式的20％以内。在一些情况中，所述阻抗逆变器包括微带传输线。根据一些方面，所述微带传输线具有等于组合节点处的阻抗乘以(1+α)/α的特征阻抗。在一些实施方式中，所述阻抗逆变器增加了大约270度的相位延迟。

根据一些实施方式，当反向多尔蒂放大器的非对称因子为1时，朝向组合节点看并且峰值放大器在非放大状态下，由主放大器的输出处的S11散射参数限定的反向多尔蒂放大器的RF分数带宽为7％到25％。

在一些方面，组合节点布置成直接连接到具有大约等于50欧姆的阻抗的负载，其中在所述组合节点和负载之间没有***阻抗匹配部件。

反向多尔蒂放大器的一些实施方式还可以包括：耦合器，其布置成将输入信号分成提供给第一电路分支的第一信号和提供给第二电路分支的第二信号，并且将具有相对于第二信号多于80度的第一相位延迟增加到第一信号；第一阻抗匹配部件，其在第一电路分支的第一部分中连接在主放大器和组合节点之间；以及第二阻抗匹配部件，其在第二电路分支的第二部分中连接在峰值放大器和阻抗逆变器之间。

一些实施方式可以包括：在第一阻抗匹配部件中的第一分路电感器和第一电容器，其在主放大器的输出和第一参考电位之间串联连接；和在第二阻抗匹配部件中的第二分路电感器和第二电容器，其在峰值放大器的输出和第二参考电位之间串联连接。在一些情况中，反向多尔蒂放大器还包括：第一偏置端子，其连接到第一分路电感器并且布置成提供用于经由第一分路电感器将第一偏置电压施加到主放大器的第一偏置路径；和第二偏置端子，其连接到第二分路电感器并且布置成提供用于经由第二分路电感器将第二偏置电压施加到峰值放大器的第二偏置路径。

在一些方面，反向多尔蒂放大器还可以包括连接在组合节点和反向多尔蒂放大器的输出端子之间的第三阻抗匹配部件。第一阻抗匹配部件的第一阻抗变换比率可以大约等于第三阻抗匹配部件的第二阻抗变换比率。在一些情况中，第一阻抗匹配部件和第二阻抗匹配部件均提供大约90度的相位延迟。在一些实施方式中，阻抗逆变器增加大约等于90度的奇数倍的第二相位延迟。主放大器和峰值放大器可以包括氮化镓晶体管。

一些实施例涉及操作反向多尔蒂放大器的方法。所述方法可以包括以下操作：接收输入信号；划分输入信号；将输入信号的第一部分提供给包含主放大器的第一电路分支；将输入信号的第二部分提供给包含作为C类放大器进行操作的峰值放大器的第二电路分支；以及在第二电路分支中将输入信号的第二部分提供给在组合节点之前的阻抗逆变器，其中，所述阻抗逆变器包括具有特征阻抗的集成传输线，所述特征阻抗在由以下表达式确定的值的50％以内：

其中，Z_optm是主放大器的阻抗负载，当连接到主放大器的输出时，所述阻抗负载提供来自主放大器的最大功率传输，R_L是由反向多尔蒂放大器驱动的负载的电阻，以及α是反向多尔蒂放大器的非对称因子，其中，所述非对称因子是峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

在一些情况中，一种方法还可以包括：在组合节点处将来自第一电路分支的第一信号和来自第二电路分支的信号组合，所述组合节点具有在由以下表达式确定的值的50％以内的阻抗值Z_cn：

根据一些方面，一种方法还可以包括以下操作：将来自主放大器的放大信号提供给具有第一阻抗变换比率的第一阻抗匹配部件；将来自峰值放大器的放大信号提供给具有第二阻抗变换比率的第二阻抗匹配部件；以及将来自组合节点的组合信号提供给具有第三阻抗变换比率的第三阻抗匹配部件，其中所述第一阻抗变换比率大约等于第三阻抗变换比率。一种方法还可以包括：经由分路电感器将漏极-源极电压施加到主放大器的晶体管，所述分路电感器位于第一阻抗匹配部件中并且与去耦电容器串联连接在来自主放大器的RF信号路径和参考电位之间。一种方法还可以包括：通过阻抗逆变器将第二电路分支中的输入信号的第二部分延迟大约等于90度的奇数倍的值。在一些情况中，一种方法包括：通过阻抗逆变器将第二电路分支中的输入信号的第二部分延迟大约等于270度。

方法实施例还可以包括：将来自组合节点的组合信号提供给反向多尔蒂放大器的输出端口，而在组合节点和输出端口之间没有执行阻抗匹配。

前述装置和方法的实施例可以利用上述或下面进一步详细描述的方面、特征、以及操作的任何合适的组合来实施。从结合附图的下面的描述中可以更充分地理解本发明的这些的和其他的方面、实施例、以及特征。

附图说明

技术人员将理解本文所描述的附图仅用于说明目的。应当理解，在一些情况中实施例的各个方面可以被扩大或放大地示出，以促进对实施例的理解。附图不一定按比例绘制，而是将重点放在说明教导的原理上。在附图中，相似的参考字符通常是指贯穿各个附图的相似特征、功能相似和/或结构相似的元件。其中，涉及微制造电路的附图仅示出一个设备和/或电路，以简化附图。实际上，可以在基板的大面积或整个基板上并行地制造大量的设备或电路。此外，所描述的设备或电路可以集成在更大的电路内。

当在以下详细描述中参考附图时，可以使用空间参照“顶部”、“底部”、“上部”、“下部”，“垂直”、“水平”等。这样的参照用于教导目的，并且不旨在作为所体现的器件的绝对参照。可以以与附图中所示的定向不同的任何合适的方式在空间上定向所体现的设备。附图不旨在以任何方式限制本教导的范围。

图1示出了常规多尔蒂放大器的布置；

图2示出了工作在低输出功率下的多尔蒂放大器的等效电路；

图3绘出了根据一些实施例的多尔蒂放大器的频率响应曲线；

图4示出了根据一些实施例的反向多尔蒂放大器，其中，在放大器的输出处的阻抗逆变器位于峰值放大器和组合节点之间；

图5示出了根据一些实施例的反向多尔蒂放大器的部件；

图6绘出了根据一些实施例的对称和非对称反向多尔蒂放大器的频率响应曲线；

图7绘出了根据一些实施例的非对称反向多尔蒂放大器的频率响应曲线，其中，阻抗在组合节点处变化；

图8示出了根据一些实施例的阻抗匹配网络；

图9示出了根据一些实施例的用于反向多尔蒂放大器的阻抗匹配网络；

图10绘出了根据一些实施例的反向多尔蒂放大器的两个实施例的频率响应曲线；以及

图11示出了根据一些实施例的反向多尔蒂放大器的部件。

当结合附图考虑时，从以下给出的详细描述中所示出实施例的特征和优点将变得更加显而易见。

具体实施方式

在可获得的不同类型的放大器中，多尔蒂放大器非常适合RF通信应用。诸如宽带码分多址和正交频分复用之类的某些RF通信协议通常包括具有高峰值平均功率比的信号。对于这种系统，放大器线性度是重要的。然而，利用单级放大器在大信号功率范围上保持放大器线性度导致差的放大器功率效率。图1所示出的多尔蒂放大器100能够通过使用串联放大器来改善功率效率：主放大器132(以AB类或B类模式操作)和峰值放大器138(以C类模式操作)。尽管主放大器和峰值放大器可以是相同的设计，但是控制峰值放大器138(例如，通过栅极偏置)使得当输入信号低于预定功率水平时，该峰值放大器关闭(不提供放大)，并且当去往多尔蒂放大器的输入信号上升到高于预定功率水平时，该峰值放大器导通(提供信号放大)。峰值放大器138的导通点被选择以大约出现在主放大器132的增益开始饱和时。

在多尔蒂放大器中，主放大器132和峰值放大器138与其他部件一起布置在并联的电路分支上。例如，施加到输入端口的输入信号通过90度耦合器110分流，该90度耦合器将同相衰减的信号提供给主放大器并且将旋转90度(通常延迟90°)的衰减的信号提供给峰值放大器。在各种实施例中，输入信号是在大约500MHz至7GHz的射频(RF)范围内。耦合器110可以基本上均等地划分输入信号，使得每个信号到并联电路分支的衰减在信号功率上大约为3dB。

在主放大器132之后并且位于主放大器电路分支中，可以存在包括90度延迟(也称为四分之一波长延迟)的阻抗逆变器150。阻抗逆变器150对由耦合器110增加到峰值放大器电路分支的90度延迟进行补偿，使得信号以几乎相同的相位重组。来自两个并联电路分支的信号在组合节点155处组合并且提供给输出信号端口。输出阻抗匹配部件160可以连接在组合节点和输出端口之间，并且被设计成使多尔蒂放大器100的输出阻抗与负载的阻抗(未示出)匹配。

阻抗匹配部件122、124可以放置在多尔蒂放大器100中的主放大器132和峰值放大器138之前。这些匹配部件可以用于使从90度耦合器110起的传输线的阻抗与两个放大器的输入阻抗匹配，从而减少或基本上消除来自放大器的信号反射。可以在主放大器和峰值放大器的输出处设置附加的阻抗匹配部件142、144，以使主放大器和峰值放大器的输出之间的阻抗与输出电路中后续的阻抗值匹配，例如，阻抗逆变器150的输入阻抗(其可以是50欧姆)。

发明人已经认识并意识到具有图1中所示出的配置的多尔蒂放大器100具有与电路拓扑相关联的带宽限制。该带宽限制部分地由于由阻抗匹配部件122、124、142、144增加的长的电路径长度。由于所增加的电路径长度，阻抗逆变器150通常无法仅利用90度旋转来补偿由90°耦合器引入的相位旋转。替代地，在阻抗逆变器150处使用90°的奇数倍，诸如270°。发明人已发现，90°的倍数越高导致多尔蒂放大器100的带宽性能越来越窄。

为了研究由于阻抗匹配部件导致的多尔蒂放大器100的带宽性能的成本，使用如图2中所示出的低功率电路模型200执行高频仿真。该低功率电路模型表示在峰值功率放大器138(建模为电流源I_p)处于空闲状态并且不提供放大时的多尔蒂放大器100的操作期间的时间。当峰值放大器关闭时，会明显改变主放大器132看到的阻抗(调制负载)，并因此影响主放大器的输出处的频率相关反射系数。因此，低功率操作能够限制多尔蒂放大器的额定RF分数带宽(Δω/ω_o)，例如，所有信号水平的保证带宽。

在图2的低功率电路模型200中，主放大器132表示为第一电流源I_m，并且峰值放大器138表示为不输出电流的第二电流源I_p。阻抗逆变器150被建模为具有50欧姆阻抗并且在操作的中心频率(对于该仿真为2GHz)具有270°相位旋转的传输线。在该仿真中，所述频率被在中心频率附近的一频率范围扫过。朝向负载看，组合节点处的阻抗固定在R_o/2，其中，R_o是为了在满负载条件下获得来自主放大器的最大功率输出而选择的阻抗。为了仿真目的，峰值放大器在关闭时的阻抗被设定为值20R_o。对于这些仿真，R_o＝2R_L＝100Ω。

能够使用诸如可从位于加利福尼亚圣罗莎(Santa Rosa，California)的是德科技公司(Keysight Technologies)获得的高级设计系统(Advanced Design System(ADS))之类的软件工具来实施本文所描述的电路和电路元件的仿真。其他合适的软件工具包括但不限于可从位于加利福尼亚埃尔塞贡多(El Segundo，California)的AWR公司获得的NI AWR设计环境(NI AWR Design Environment)和可从位于纽约北锡拉丘兹(North Syracuse，New York)的索内特软件公司(Sonnet Software)获得的

软件工具。

在图3中示出了多尔蒂放大器100和如图2中所建模的仿真结果。图中绘制的频率响应曲线310表示从主放大器132(例如电流源I_m)的输出看入阻抗逆变器150的估计的散射参数S11。频率响应曲线310能够用于确定随频率变化的反射回主放大器的信号量(例如，电压驻波比或电压反射系数)。为了评估放大器的性能，可以根据频率响应曲线上-20dB点(在此处，反射回的信号的值上升到低于输入到阻抗逆变器的信号水平20dB)之间的频率差Δω来确定放大器的RF分数带宽(Δω/ω_o)。对于所示示例，RF分数带宽大约为6％。如果由阻抗匹配部件引入的增加的电路径更大，则阻抗逆变器150的相位延迟然后变得更大并且RF分数带宽进一步减小。用于RF通信系统的常规多尔蒂放大器通常以小于约4％的RF分数带宽操作。发明人已认识到，这些RF分数带宽值将不适合于未来的宽带RF通信系统。

发明人已认识到并意识到，精心设计的反向多尔蒂放大器配置能够提供比常规多尔蒂放大器大得多的RF分数带宽。图4示出了根据一些实施例的反向多尔蒂放大器拓扑。在反向多尔蒂放大器中，耦合器110处的90°相位延迟被提供给去往主放大器132的信号，并且阻抗逆变器350位于组合节点155和峰值放大器138之间(与图1比较)。

在概况中并且根据一些实施例，反向多尔蒂放大器300包括输入耦合器110、在第一电路分支中的主放大器132、在第二电路分支中的峰值放大器138、在第一电路分支和第二电路分支连接的位置的组合节点155、连接在主放大器132的输出和组合节点155之间的第一阻抗匹配部件342、连接在峰值放大器138的输出和组合节点155之间的第二阻抗匹配部件344。反向多尔蒂放大器300还包括连接在第二阻抗匹配部件344和组合节点155之间的阻抗逆变器350。反向多尔蒂放大器300还可以包括位于组合节点155和输出端口或端子之间的输出阻抗匹配部件360。

反向多尔蒂放大器300的部件可以以密封封装组装为RF放大器。例如，反向多尔蒂放大器可以组装在高速电路板上(例如，印刷电路板、陶瓷电路板、或诸如可从位于从亚利桑那钱德勒(Chandler，Arizona)的罗杰斯公司(Rogers Corporation)获得的

型高频层压板)并且包覆成型或密封在壳体中。可以为输入信号、输出信号、以及放大器的偏置提供外部连接件。还可以提供散热能力(例如，能够安装到散热元件的金属或导热基板)。在一些实施方式中，反向多尔蒂放大器300可以组装在被配置成以任何合适的方式(例如，***到板插槽中)连接到电子设备的开放电路板上。

更具体地，输入耦合器110可以是将输入信号分成具有大致相等的功率水平的两个信号的任何合适的功率耦合器(例如，90度混合耦合器)。所分成的信号中的每个信号可以具有比输入RF信号小大约3dB的功率水平。提供给第一电路分支和主放大器的两个信号中的一个相对于提供给第二电路分支的信号被耦合器延迟大约90度。例如，放大器在额定载波频率的正弦信号的相位在耦合器110的连接到第一电路分支的第一输出端口处相对于该耦合器的连接到第二电路分支的第二输出端口处被延迟大约90度。在一些实施例中，耦合器110的隔离端口(未示出)可以端接50欧姆负载。

主放大器132和峰值放大器138可以包括高功率半导体晶体管，诸如氮化镓场效应晶体管(FET)。在一些实施方式中，主放大器132和峰值放大器138可以包括氮化镓高电子迁移率晶体管(HEMT)。氮化镓(GaN)晶体管由于氮化镓的良好材料特性对高速、高电压、以及大功率应用是有用的。例如，在RF通信中，GaN晶体管可以用在基站处的反向多尔蒂放大器中，以放大用于由基站覆盖的小区区域内的无线广播的数据信号。如本文所使用的，短语“氮化镓”是指氮化镓(GaN)及其任何合金，诸如氮化铝镓(Al_xGa_(1-x)N)、氮化铟镓(In_yGa_(1-y)N)、氮化铝铟镓(Al_xIn_yGa(_1-x-y)N)、氮化磷砷化镓(GaAs_xP_yN_(1-x-y))、氮化磷铝铟镓砷化铝(Al_xIn_yGa_(1-x-y)As_aP_bN(1-a-b))等。在一些情况中，主放大器和峰值放大器的晶体管可以由其他半导体材料形成，诸如砷化镓、碳化硅、硅锗、硅、磷化铟等，并且本发明不限于基于氮化镓的放大器。

根据一些实施例，主放大器132和峰值放大器138具有可以与耦合器110的输出阻抗不同的输入阻抗。为了大致匹配阻抗，阻抗匹配部件322、324可以位于耦合器110与去往主放大器132和峰值放大器138的输入之间的每个电路分支中。

每个阻抗匹配部件322、324、342、344、360可以包括集总元件网络、一个或更多个分布式设备(例如，微带传输线)、或集总元件网络和一个或更多个分布式设备的组合，并且被配置成将输入处的第一值的阻抗转换成输出处的第二值的阻抗。阻抗匹配部件可以包括电阻、电容、和/或电感电路元件。电路元件可以是分立器件或集成器件。术语“阻抗匹配部件”和“阻抗转换部件”可以互换使用并且用于描述将输入处的第一阻抗值转换成输出处的第二阻抗值的部件。阻抗匹配部件可以包括RF网络，该RF网络将其输入处的第一值的第一阻抗(例如，大致与耦合器110的输出阻抗匹配)转换成其输出处的第二值的第二阻抗(例如，大致与连接到放大器的输入阻抗匹配)。第一阻抗值和第二阻抗值不同并且被选择大致(例如，在20％以内)与电路中阻抗匹配部件的输入和输出连接到的点处的阻抗匹配。阻抗匹配部件可以增加或不增加相位延迟。

在一些实施例中，阻抗逆变器350形成为分布式传输线(例如，具有预定特征阻抗和预定相位延迟的微带线)。在一些实施方式中，阻抗逆变器350形成为人工传输线(例如，由集总电感性和电容性元件形成)。在一些实施例中，集总电感性元件可以包括一个或更多个键合线。在一些情况中，阻抗逆变器350可以包括一个或更多个分布式传输线和集总元件的组合。

在反向多尔蒂放大器300的一些实施例中，主放大器132和峰值放大器138可以操作以将其输入信号放大到相同的最大输出功率量(例如，以形成对称的反向多尔蒂放大器)。在其他情况中，主放大器132和峰值放大器138可以操作或配置以将其输入信号放大到不同的最大输出功率量(例如，以形成非对称反向多尔蒂放大器)。在对称反向多尔蒂放大器中，主放大器132和峰值放大器138可以是基本上相同的设计(例如，相同栅极宽度)。

在非对称反向多尔蒂放大器中，主放大器132和峰值放大器138可以具有不同的设计或操作不同。例如，在非对称反向多尔蒂放大器中，峰值放大器138的栅极宽度可以大于主放大器132的栅极宽度。替代地或此外，在主放大器和峰值放大器之间的漏极-源极偏置可以不同。非对称反向多尔蒂放大器的特征在于非对称因子α，所述非对称因子α表示峰值放大器输出的最大功率与主放大器输出的最大功率的之比。

在对称和非对称反向多尔蒂放大器中，主放大器和峰值放大器在其栅极处可以被不同地偏置。主放大器132可以被偏置使其以AB类或B类模式操作，并且峰值放大器138可以被偏置使其以C类模式操作。以这种方式，峰值放大器138可以在低输入RF信号水平下是空闲的(不提供放大)并且在输入信号水平超过预定功率水平时导通以提供放大。

发明人已认识并意识到，当反向多尔蒂放大器以对称和非对称模式操作时，阻抗匹配元件342、344、360、阻抗逆变器350、以及组合节点155处的阻抗的配置能够强烈影响反向多尔蒂放大器的带宽。根据一些实施例，通过基于与主放大器132相关联的阻抗值R_optm(或Z_optm)来设定组合节点处的阻抗并且还基于R_optm(或Z_optm)来设定阻抗匹配部件342、344、360以及阻抗逆变器350的阻抗特征，可以改善反向多尔蒂放大器的RF带宽。组合节点155处的阻抗与阻抗匹配部件和阻抗逆变器的阻抗特征可以另外基于多尔蒂放大器的非对称因子α和由多尔蒂放大器驱动的负载R_L。

值R_optm是实阻抗值，如果作为负载直接连接到主放大器132的晶体管漏极，该实阻抗值将从主放大器的功率晶体管向负载R_optm提供最大功率传输。值Z_optm是负载阻抗(具有电阻性和电抗性部件)，其与主放大器的晶体管的漏极间隔一段距离连接，用于最大功率传输。例如，在放大器封装中，可以没有到主放大器晶体管的漏极的直接接入。替代地，可以存在连接到漏极的引线，该引线积累了反应阻抗，并且在放大器的漏极和外部翅片、焊盘、或引脚之间延伸。于是，可以在被配置成连接外部电路的主放大器的输出(例如，接入点)处确定Z_optm。根据一些实施例，功率放大器可以包括形成在半导体上并且被配置成并行地放大信号的多个晶体管。

值R_optm(或Z_optm)通常取决于放大器的特性。例如并且在一些实施例中，可以使用以下关系式来大致确定R_optm。

R_optm≈2(V_ds-V_k)/I_max (等式1)

其中，V_ds是施加到放大器的漏极-源极偏置，V_k是放大器的拐点电压，以及I_max是放大器的最大输出电流。V_ds、V_k以及I_max的值可以在放大器的操作说明书或数据表中列出，或者可以在一个已接入主放大器的晶体管时被测量。可以使用其他方法来确定R_optm，诸如使用负载牵引技术或使用放大器晶体管的非线性模型。

根据一些实施例，反向多尔蒂放大器的输出部件(有时称为负载网络)的其他细节在图5中示出。在一些情况中，阻抗匹配部件342、344、360均在中心频率处提供大约四分之一波长相位偏移。根据一些实施例，阻抗逆变器在中心频率处提供大约四分之一波长的奇数倍的相位偏移。在一些情况中，根据以下表达式，组合节点155处的阻抗R_cn设定为大约R_comb/β的值，其中R_comb是待确定的值并且β涉及反向多尔蒂放大器的非对称因子α。

β＝1+α (等式2)

α＝P_p/P_m (等式3)

其中，P_p是峰值放大器138的最大输出功率能力，并且P_m是主放大器132的最大输出功率能力。数量β有时称为多尔蒂放大器的“调制指数”。

值R_comb被选择为阻抗匹配部件342的输出阻抗。值R_comb是在主放大器132和峰值放大器138都完全导通时由反向多尔蒂放大器300进行最大功率传输所选择的阻抗。根据一些实施例，主放大器的阻抗匹配部件342将呈现给主放大器的阻抗R_optm(被选择用于来自主放大器的最大功率传输)转换成阻抗R_comb。利用这种选择，能够示出当组合节点155之前的峰值放大器电路分支上的阻抗是R_comb/α并且组合节点之后的输出线路上的阻抗是R_comb/β时，都改善了从主放大器132以及峰值放大器到负载的功率传输。

利用以上阻抗值的选择和将阻抗匹配部件342、344、360以及阻抗逆变器建模为传输线，可以如图5中所示选择所述匹配部件和阻抗逆变器的特征阻抗。例如，可以选择阻抗逆变器350的特征阻抗为大约R_comb/α。主放大器的阻抗匹配部件342可以将大约R_optm的输入阻抗转换成大约R_comb的输出阻抗并且具有大约(R_optm×R_comb)^0.5的特征阻抗。输出阻抗匹配部件360可以将大约R_comb/β的输入阻抗转换成大约R_L的输出阻抗并且具有大约(R_comb/β×R_L)^0.5的特征阻抗。峰值放大器的阻抗匹配部件344可以将大约R_optp的输入阻抗(根据等式1由峰值放大器进行最大功率传输所选择)转换成大约R_comb/α的输出阻抗并且具有大约(R_optp×(R_comb/α))^0.5的特征阻抗。如果Z_optm、Z_optp仅可用于主放大器和峰值放大器，则R_optm和R_optp将分别由这些值代替。R_comb然后在上面和下面的表达式中将变成Z_comb。为了简化以下分析，将仅使用实阻抗值。

根据一些实施例，能够以以下方式确定R_comb的值。如上所述，当峰值放大器138关闭时，出现了多尔蒂放大器的限制RF分数带宽(低功率带宽)。因为在主放大器132的输出和负载R_L之间存在阻抗变换，改善低功率RF分数带宽和放大器的信号带宽的方法是根据以下表达式使由在主放大器输出和组合节点之间以及组合节点和负载之间的阻抗匹配部件342、360提供的阻抗变换的比率大致相等。

R_optm/R_comb＝(R_comb/β)/R_L (等式4)

针对R_comb处理等式4，给出以下表达式

其中，R_optm表示用于来自主放大器132的最大功率传输的阻抗匹配值(可以使用主放大器的等式1大致确定)，R_L是负载阻抗，并且β是放大器的调制指数。参照图5并且使用等式2关系式，能够由以下等式大致确定组合节点R_cn＝R_comb/β处的阻抗。

等式6可以用于获得反向多尔蒂放大器的组合节点155处的阻抗值。在一些实施例中，实际值可以在由等式6给出的值的30％以内(R_cn±0.5R_cn)，以获得多尔蒂放大器性能的改善。类似地，可以由等式5确定R_comb，并且所述值可以与α和β值一起使用，以设计阻抗匹配部件342、344和360以及阻抗逆变器350(例如，根据图5中所示的表达式)

仅出于说明性目的并且不限制本发明，可以由基于GaN的反向多尔蒂放大器的以上等式计算一些示例阻抗值。对于基于其他半导体或不同晶体管设计的反向多尔蒂放大器，可以获得不同的值。在一些主放大器中，漏极-源极的电压可以大约为50V，其中最大电流能力为3A，并且拐点电压可以是大约3V。根据等式1，R_optm大约为31.3欧姆。如果反向多尔蒂是对称的并且被配置成驱动50欧姆的负载，则根据等式6在组合节点155处的阻抗R_cn大约为28欧姆。则R_comb大约为56欧姆。对于对称多尔蒂，阻抗逆变器350的特征阻抗将为56欧姆。在该示例中，阻抗匹配部件342、344中的每个将来自放大器的31.3欧姆的阻抗(R_optm＝R_optp)转换成大约56欧姆。输出阻抗匹配部件360将把28欧姆的阻抗转换成50欧姆的负载阻抗。这些阻抗值将是放大器RF分数带宽中心的近似值。尽管仅表示为实(电阻)值，在一些情况中对于阻抗，可以存在少量电感性或电容性(电抗)部件。远离中心频率，阻抗会具有更大的电抗值。

如果反向的多尔蒂放大器非对称(α>1)，所计算的值将基于α和β的值改变。组合节点155处的阻抗将改变。然后，阻抗匹配部件342、344、以及360可以均与不同的阻抗值匹配。

对如图5中所描述的配置的反向多尔蒂放大器执行类似于对常规多尔蒂放大器执行的以及结合图3的以上讨论的那些的仿真。在第一组仿真中，阻抗匹配部件342、344被建模为四分之一波长传输线。主放大器的阻抗匹配部件342被建模为在3.5GHz处的四分之一波长传输线，该传输线具有特征阻抗(R_optmR_comb)^0.5。用于仿真的R_optm值为10欧姆，R_optm值可以对应于具有约10mm***栅极长度的50伏GaN晶体管。峰值放大器的阻抗匹配部件344被建模为在3.5GHz处的四分之一波长传输线，该传输线具有特征阻抗(R_optpR_comb/α)^0.5。输出阻抗匹配部件360被建模为在3.5GHz处的四分之一波长传输线，该传输线具有特征阻抗(R_LR_comb/β)^0.5。对于所述仿真，负载电阻为50欧姆。阻抗逆变器350被建模为在3.5GHz处的四分之一波长传输线，该传输线具有特征阻抗R_comb/α。对于所述仿真，非对称因子从1到1.5到2变化。

图6示出了对于低功率情况(峰值放大器空闲)的仿真结果。该图绘制了随频率变化的主放大器132的输出处的S11散射参数。由于阻抗匹配部件和阻抗逆变器都被建模为具有图5中所示的特征阻抗的四分之一波长传输线，因此所得带宽是大的。

对于对称反向多尔蒂放大器(α＝1)，RF分数带宽是宽的，并且来自主放大器的阻抗匹配部件的反射信号没有增加约-20dB以超过仿真频率范围。在该情况中，RF分数带宽可以由放大器中的阻抗匹配网络800、900的频率特性确定。对于非对称反向多尔蒂放大器(α＝1.5)，RF分数带宽仍然非常宽，并且反射信号在距3.5GHz的中心频率约800MHz处上升到约-20dB。对于非对称反向多尔蒂放大器(α＝2.0)，RF分数带宽大约为23％，该值比常规对称多尔蒂放大器宽得多。对于根据本实施例设计的反向多尔蒂放大器，通常小于RF分数带宽的信号带宽将相应地更大。尽管RF分数带宽和信号带宽因较高的非对称因子而减小，但是改善了放大器的效率。因此，在减小的带宽值处操作非对称反向多尔蒂放大器来获得改善的效率可能是有益的。

信号带宽(也称为“瞬时带宽”或“视频带宽”)可以定义为能够由反向多尔蒂放大器放大而没有非对称失真的最大调制信号。信号带宽小于或等于RF分数带宽。避免引入非对称失真会是重要的，因为数字预失真系统(可以与多尔蒂放大器结合使用以使信号线性化)会不能校正非对称失真。

测量信号带宽的一种方法是将两个未调制的载波频调施加到反向多尔蒂放大器。两个载波频调之间的间隔(频率上的间隔)最初可以是小(例如几千赫兹或兆赫兹)的然后增大，同时随频率间隔的变化绘制三阶互调产物的幅度。根据一些实施例，在三阶互调产物的发散中有显著改变的频率间隔大致表示信号带宽。

对图5中所描述的同一反向多尔蒂配置执行了附加的仿真，以评估RF分数带宽对R_optm变化的敏感性。这些仿真的结果在图7中示出。在这些仿真中，非对称因子α固定为1.5，并且R_optm以5欧姆的步长从5欧姆变化到45欧姆。在每条曲线旁边的图中示出了范围从5欧姆到25欧姆的R_optm值。还对R_optm＝45欧姆绘制了一条曲线。对于在大约10欧姆和20欧姆之间的R_optm值，反射信号不会上升到-20dB以上，表明可能的宽的RF和信号带宽。对于小于大约10欧姆的R_optm值，RF分数带宽随R_optm值的减小而变得限定明确并且变窄。对于大于大约20欧姆的R_optm值，RF分数带宽随R_optm值的增加而变得限定明确并且变窄。即使在5ohm和45ohm的R_optm值下，对于非对称配置的RF分数带宽大约为29％，这比常规对称多尔蒂放大器的典型4％带宽值大得多。能够不大于并且通常小于RF分数带宽的信号带宽还将显著大于常规多尔蒂放大器的信号带宽。对于根据本实施例配置的对称反向多尔蒂放大器，RF和信号带宽将甚至更大。

图7的结果表明，在本实施例的反向多尔蒂放大器中，R_optm能够变化多达±50％(例如20欧姆±10欧姆)，并且与常规多尔蒂放大器相比，提供了显着改善的RF和信号带宽。对于更大的带宽，R_optm可以变化更小的量(例如33％，15欧姆±5欧姆)。在一些情况中，R_optm可以变化不超过20％，以获得更大的带宽。

因为可以大致基于根据等式6的R_optm来确定组合节点155处的阻抗R_cn，因此R_cn的变化可以小于R_optm的变化。例如，当R_optm为20欧姆±10欧姆时，R_cn可以变化不超过大约±30％，以获得改善的RF和信号带宽。当R_optm为15欧姆±5欧姆时，R_cn可以变化不超过大约±20％，以获得改善的RF和信号带宽。在一些情况中，R_cn可以变化不超过大约±10％，以获得改善的RF和信号带宽。根据一些实施例，R_cn可以变化不超过大约±50％，并且与常规多尔蒂放大器相比，本发明的实施例的反向多尔蒂放大器可以提供更大的RF分数和信号带宽。

发明人还认识并意识到，阻抗匹配部件342、344的精心设计能够改善宽的带宽性能并且允许主放大器和峰值放大器的偏置。图8中示出了根据一些实施例的示例阻抗匹配网络800。所示出的阻抗匹配网络可以用于阻抗匹配部件342、344中的一个或全部。在一些实施例中，阻抗匹配网络800包括与去耦电容器C_dec串联连接的分路电感器L_sh，去耦电容器C_dec位于输入RF信号路径上的输入RF端口或节点与参考电位(附图中所示的接地)之间。在一些实施例中，分路电感器L_sh可以包括一个或更多个引线键合端，所述一个或更多个引线键合端连接到放大器的晶体管的一个或更多个漏极焊盘(未示出)。阻抗匹配网络800还可以包括串联电感器L_ser和串联电容器C_ser，它们串联连接并将RF信号从阻抗匹配网络800的输入端口传送到输出端口。串联电感器L_ser可以包括一个或更多个引线键合端，所述一个或更多个引线键合端连接到放大器晶体管的一个或更多个漏极焊盘(未显示)。阻抗匹配网络800还可以包括并联电容器C_sh，其连接在参考电位(示出的接地)与在RF信号路径上的串联电感器L_ser和串联电容器Cser之间的节点(例如，串联电容器C_ser的电极)之间。在一些实施方式中，电容器C_sh、C_ser以及C_dec可以包括条形电容器。

根据一些实施例，阻抗匹配网络800还可以包括用于将漏极-源极偏置施加到放大器的晶体管上的偏置端口V_bias。该偏置端口可以连接到分路电感器L_sh和去耦电容器C_dec之间的节点。

图9中示出了阻抗匹配网络900的另一个示例。图9的阻抗匹配网络900可以用于阻抗匹配部件342、344中的一个或全部。在一些实施例中，阻抗匹配网络900包括与去耦电容器C_dec串联连接的分路电感器L_sh1，去耦电容器C_dec位于输入RF信号路径上的输入RF端口或节点与参考电位(附图中所示的接地)之间。分路电感器L_sh1可以包括一个或更多个引线键合端，所述一个或更多个引线键合端连接到放大器的晶体管的一个或更多个漏极焊盘(未示出)。阻抗匹配网络900还可以包括连接在输入RF端口和输出RF端口之间的串联电容器C_ser。阻抗匹配网络900还可以包括连接在参考电位(示出的接地)与RF信号路径上串联电容器C_ser之后的节点之间的第二分路电感器L_sh2。串联电容器C_ser可以连接在两个分路电感器L_sh1、L_sh2的端部之间。阻抗匹配网络900还可以包括用于将漏极-源极偏置施加到放大器的晶体管的偏置端口V_bias。该偏置端口可以连接到分路电感器L_sh1和去耦电容器C_dec之间的节点。

可以选择阻抗匹配网络800、900的电感器和电容器的值，以通过阻抗匹配网络获得期望的相位延迟和阻抗变换。按照以上结合图5描述的对称多尔蒂的示例(其中R_optm为31.3欧姆并且R_comb为56欧姆)，将选择用于主放大器的阻抗匹配部件342的电感器和电容器的值，以提供从大约31.3欧姆到大约56欧姆的阻抗转换并提供在RF分数带宽的中心频率处的大约90度的相位延迟。

图8和图9中所示的阻抗匹配网络都能够提供期望的阻抗变换和相位延迟，尽管存在与每个阻抗匹配网络相关联的带宽。对两个阻抗匹配网络使用RF电路仿真，发明人已发现，在图8的阻抗匹配网络800中的元件的布置能够在大约2.65GHz的中心频率处提供90°的相位延迟，并展现大约19％的RF分数带宽(由反射信号上升到低于入射信号20dB的位置的S11散射参数的频率分析确定)。相位延迟在RF分数带宽上变化约±15°。对于该仿真L_sh＝1.25nH；C_dec＝0.1μF；L_ser＝1.29nH；C_ser＝33.17pF；C_sh＝2.73pF。其他值可以用于获得在其他中心频率处的类似宽的带宽。

为了比较，图9的阻抗匹配网络900能够在大约2.59GHz处提供90°的相位延迟并展现大约7％的RF分数带宽。所述阻抗匹配网络的相位延迟也从2.38GHz处的约105°变化到2.8GHz处的约75°。对于该仿真，L_sh1＝0.42nH；C_dec＝0.1μF；C_ser＝2.96pF；以及L_sh2＝1.31nH。鉴于分析，图8中所示的结构当结合到本发明的实施例的反向多尔蒂放大器中时应提供更大的RF分数带宽和信号带宽。

根据一些实施例，阻抗匹配部件342、344、360以及阻抗逆变器350具有预定的相位延迟。阻抗匹配部件342、344、360均可以在中心频率处具有大约四分之一波长(90°)的相位延迟。在一些情况中，阻抗逆变器350可以在中心频率处提供90°的相位延迟。然而，发明人已认识并意识到，将阻抗逆变器350的相位延迟增加90°的奇数倍能够改善反向多尔蒂放大器的RF带宽。这个结果有些令人惊奇，因为所述结果与在增加常规多尔蒂放大器中的阻抗逆变器的相位延迟时所观察到的趋势是相反的。

为了包括图8中所描述的阻抗匹配网络800的作用并评估阻抗逆变器350中所增加的相位延迟的作用，执行了附加的仿真。在这些仿真中，对图5的对称、高功率(150W)反向多尔蒂放大器配置进行了建模。为了所述仿真，图8中所描述的相同的四分之一波长网络800被用于每个阻抗匹配部件342、344。负载R_L为50欧姆，并且输出阻抗匹配网络360被建模为2.6GHz处的四分之一波长传输线，该传输线具有特征阻抗(50R_comb/2)^0.5。在第一仿真中，阻抗逆变器350被建模为具有特征阻抗R_comb和90°相位延迟的传输线。在第二仿真中，阻抗逆变器350被建模为具有特征阻抗R_comb和270°的相位延迟的传输线。R_optm值大约为10欧姆。因为R_optm具有小的值，与例如R_optm为25欧姆的情况相比，在主放大器的输出和负载之间的阻抗失配更大。由于由主放大器的阻抗匹配网络800施加的更大的失配和带宽限制，总带宽比图7所示的情况更窄。

图10中绘制了对于两种情况的高功率、对称反向多尔蒂仿真的结果。两种情况都是峰值放大器处于空闲状态时的低功率情况，这表示在放大器带宽方面的最限制性的情况。在两个仿真中，阻抗匹配网络800的部件值为：L_sh＝1.06nH；C_dec＝0.1μF；L_ser＝1.20nH；C_ser＝99.02pF；C_sh＝2.32pF。

在第一仿真(标记为90°)中，由阻抗逆变器350提供的相位延迟为90度。阻抗匹配网络800的作用减小了反向多尔蒂放大器的RF分数带宽。当阻抗逆变器350提供90°的延迟时，RF分数带宽(由主放大器的输出处的S11散射参数确定)大约为12％。即使对于R_optm是小的这种高功率情况下，RF分数带宽约为常规多尔蒂放大器的带宽的三倍。

有些令人惊奇的是，重新配置阻抗逆变器350以提供270°的相位延迟使RF分数带宽增加到大约24％。所述结果是在图10中绘制为标记为270°的第二条曲线。认为在阻抗逆变器350处的所增加的相位延迟向主放大器的阻抗匹配网络800提供了补偿电路。

结果表明，利用反向多尔蒂放大器配置能够获得在放大器的RF和信号带宽方面的改善，其中阻抗匹配部件、阻抗逆变器、以及组合节点处的阻抗的设计是基于主放大器和峰值放大器的特征(R_optm，R_optp)、多尔蒂的非对称因子、以及负载阻抗。部分地，能够通过使从主放大器132的输出到组合节点155以及从组合节点到负载的阻抗变换的比率大致相等来实现带宽改善。部分地，能够通过将组合节点处的阻抗设定为如等式6所表明的与R_optm的平方根成比例的值来实现带宽改善。部分地，能够通过在主放大器132和峰值放大器138的输出处实施包括与去耦电容器C_dec串联连接的分路电感器L_sh的阻抗匹配网络来实现带宽改善。部分地，能够通过使用在峰值放大器138和组合节点155之间的传输线阻抗逆变器350来实现带宽改善，所述传输线阻抗逆变器具有能够由等式5大致确定的与R_optm的平方根成比例的特征阻抗值(R_comb/α)。部分地，能够通过将阻抗逆变器350的相位延迟增加到90°的奇数倍来实现带宽改善。

尽管峰值放大器的阻抗匹配部件344和阻抗逆变器350被描述为单独的部件，在一些实施方式中，所述阻抗匹配部件和阻抗逆变器的功能可以组合成将R_optp的阻抗转换成(R_comb/α)的阻抗并提供(n+1)180°的相位延迟的一个网络，其中n是0或正整数值。

在一些实施例中，可以以不同方式构造非对称反向多尔蒂放大器。一种方法是将峰值放大器132中的功率晶体管的栅极宽度设置为大于主放大器138中的功率晶体管的栅极宽度的尺寸。另一种方法是在主放大器和峰值放大器138的功率晶体管132上使用不同的漏极-源极电压偏置。另一种方法是调整阻抗匹配网络342、344以使来自每个放大器的功率不平衡。仿真示出了根据本发明的实施例配置的反向多尔蒂放大器的带宽性能是非常稳定并且几乎独立于用于构造反向多尔蒂放大器的方法。在不同的方法中，通过设置不同的栅极宽度或调整阻抗匹配部件来构造非对称反向多尔蒂放大器提供了更大的带宽。

根据一些实施例，通过省略如图11所示的反向多尔蒂放大器1100中的输出阻抗匹配部件360可以获得更紧凑的放大器封装。在这种情况中，R_comb的值仍可以由等式5确定。阻抗匹配部件342、344以及阻抗逆变器350的值可以如上所述基于R_comb、R_optm、R_optp、α和β来确定。尽管根据本发明的实施例构造的反向多尔蒂放大器可以在减小的带宽(与图10中所示的结果对比)下操作，通过省略输出阻抗匹配网络360能够提供更紧凑的放大器封装。所述放大器通过省略输出阻抗匹配网络将具有更少的功率损耗，并因此与图4中所示的部件构造的放大器相比，可以具有更好的效率。与常规多尔蒂放大器相比，这种反向的多尔蒂放大器仍然能够具有更大的RF和信号带宽。

实施例还涉及操作反向多尔蒂放大器的方法。作为示例，一种操作反向多尔蒂放大器300的方法可以包括以下操作：向耦合器110提供RF信号，耦合器110布置成将该RF信号分成提供给第一电路分支的第一信号和提供给第二电路分支的第二信号，并且将具有相对于第二信号80°至100°的量第一相位延迟添加到第一信号。一种方法还可以包括利用第一电路分支中的主放大器132来放大信号并且利用第二电路分支中的峰值放大器138来选择性地放大信号。峰值放大器138可以用作C类放大器，并且被配置或偏置以在输入信号超过预定功率水平时提供放大并且在输入信号小于预定功率水平时不提供放大。

一种操作反向多尔蒂放大器300的方法还可以包括：将来自主放大器132的放大的信号提供给连接在主放大器132的输出和组合节点155之间的第一阻抗匹配部件342，所述组合节点将来自第一电路分支和第二电路分支的信号组合。一种方法还可以包括：将来自峰值放大器138的信号提供给连接在峰值放大器的输出和组合节点之间的第二阻抗匹配部件344、连接在第二阻抗匹配部件344和组合节点155之间的阻抗逆变器350、以及组合节点155。信号可以在组合节点155处被组合，在组合节点155处的阻抗大致根据等式6设定(例如，在由等式6确定的值的30％以内)。在一些实施例中，阻抗匹配部件342、344是集总元件网络，对于所述阻抗匹配部件，阻抗转换根据图5中所示的表达式(例如，从R_optm到R_comb以及从R_optp到R_comb/α)。在一些实施方式中，阻抗逆变器350是具有大约R_comb/α的特征阻抗的集成传输线，并且一种方法包括通过阻抗逆变器提供是90°的奇数倍的相位延迟。

一种操作反向多尔蒂放大器300的方法还可以包括：将来自组合节点155的信号提供给第三阻抗匹配部件360和放大器的输出端口。第三阻抗匹配部件360可以根据图5中所示的表达式提供阻抗变换(例如，从R_comb/β到R_L)。在一些实施方式中，一种方法包括在组合节点之前和之后使从主放大器传送到负载的信号的阻抗变换的比率相等。

一种操作反向多尔蒂放大器300的方法还可以包括：经由每个阻抗匹配部件342、344中的分路电感器L_sh对主放大器132和峰值放大器138中的一个或两者进行偏置。每个阻抗匹配部件342、344中的分路电感器可以与去耦电容器C_dec串联连接在RF信号路径和参考电位(例如，接地)之间。

在一些实施方式中，一种操作反向多尔蒂放大器1100的方法可以包括：将来自组合节点的信号直接提供给输出端口和负载而不***阻抗逆变器。

结论

除非另有说明，否则术语“大约”和“约”在一些实施例中可以用来表示在一些实施例中的目标尺寸的±20％之内、在一些实施例中的目标尺寸的±10％之内、在一些实施例中的目标尺寸的±5％之内、以及在一些实施例中的目标尺寸的±2％以内。术语“大约”和“约”可以包括目标尺寸。

本文描述的技术可以体现为一种方法，所述方法中的至少一些操作已经被描述。作为所述方法的一部分执行的操作可以以任何合适的方式排序。因此，即使在说明性实施例中被描述为顺序操作，可以实现以不同于所描述顺序的顺序执行操作的实施例，所述实施例可以包括同时执行一些动作。此外，一种方法可以在一些实施例中包括比所描述的操作更多的操作，并且在其他实施例中包括比所描述的操作更少的操作。

以此已经描述了本发明的至少一个说明性实施例，本领域技术人员将容易设想各种改变、修改、以及改善。这种改变、修改、以及改善旨在本发明的精神和范围内。因此，前述仅是示例性并且不旨在作为限制。本发明仅由从属权利要求及其等效限定。