阅读说明：本技术 摆动控制栅极驱动器装置 (Swing control gate driver apparatus ) 是由 黄锺泰 朴成旼 秦基雄 申铉翊 李焌 于 2018-02-21 设计创作，主要内容包括：公开了摆动控制栅极驱动器装置。根据实施方式的摆动控制栅极驱动器装置包括：调节器,其用于将栅极驱动器的供电电压调节成预定水平的调节器输出电压；以及栅极驱动器,其用于通过将地电压与调节器输出电压之间的可变地摆动的输出电压施加至接收装置以驱动接收装置。(Swing control gate driver apparatus are disclosed. The swing control gate driver apparatus according to an embodiment includes: a regulator for regulating a supply voltage of the gate driver to a regulator output voltage of a predetermined level; and a gate driver for driving the receiving device by applying a variably swung output voltage between the ground voltage and the regulator output voltage to the receiving device.)

摆动控制栅极驱动器装置

技术领域

以下描述涉及栅极驱动器，并且更具体地涉及栅极驱动器的可变摆动的控制技术。

背景技术

栅极驱动器是被配置成驱动诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的功率开关的装置。为了驱动MOSFET，应当将预定驱动电压施加至MOSFET的栅极端。当从栅极端来看时，MOSFET可以被建模为电容器。栅极驱动器装置可以通过向电容器施加驱动电压来驱动MOSFET。

发明内容

提供本发明内容是为了以简化的形式介绍构思的选择，该构思将在下面在

具体实施方式

中进一步描述。本发明内容不旨在标识所要求保护的主题的关键特征或必要特征，也不旨在用作帮助确定所要求保护的主题的范围。

以下描述涉及能够减小驱动损耗的栅极驱动器装置。

在一个总体方面，一种摆动调节栅极驱动器装置，包括：调节器，其被配置成将栅极驱动器的供电电压调节成处于预定水平的调节器输出电压；以及栅极驱动器，其被配置成将地电压与调节器输出电压之间的可变摆动输出电压施加至接收器元件以驱动接收器元件。

调节器可以对调节器输出电压进行调节使得由接收器元件生成的传导损耗与对接收器元件的栅源电容器进行充电和放电时消耗的驱动损耗可以变得相同。

在调节器中，调节器可以对该调节器的参考电压进行控制以将栅极驱动器的供电电压调节成调节器输出电压。在这种情况下，调节器可以对参考电压进行控制使得调节器输出电压可以与流过接收器元件的电流成比例地变化。

调节器可以包括：电压分配部，其被配置成对提供至调节器的供电电压进行分配；控制器，其被配置成使用从电压分配部分配的供电电压对调节器输出电压进行控制；输出部，其被配置成从控制器接收调节器驱动电压以向输出端输出调节器输出电压；以及反馈部，其使用控制器对调节器输出电压的反馈进行控制。

电压分配部可以包括：第一电阻器，其连接在调节器输入节点与地之间；以及第二电阻器，其在调节器输入节点与地之间的空间中串联地连接至第一电阻器。电压分配部可以根据第一电阻器与第二电阻器之间的电阻比率来改变供电电压以生成参考电压并且将参考电压发送至控制器。电压分配部可以对第一电阻器与第二电阻器之间的电阻比率进行相同地控制使得调节器输出电压可以变成供电电压的一半。

控制器可以包括具有调节器输出电压输入至的负端和从电压分配部分配的参考电压输入至的正端的误差放大器。误差放大器可以将所输入的调节器输出电压与参考电压进行比较并且对调节器输出电压与参考电压之间的误差进行控制以控制使得调节器输出电压变得与参考电压相同。

输出部可以包括第一MOSFET，第一MOSFET包括连接至从控制器施加的调节器驱动电压的输入、连接至供电电压的第一输出以及连接至调节器输出电压的第二输出。

反馈部可以包括：第一开关，其包括连接至驱动器输入信号的输入、连接至反馈电阻器的第一输出以及连接至调节器输出电压的第二输出；第一电容器，其一端连接至地并且另一端连接至控制器与反馈电阻器之间的节点；以及反馈电阻器，其一端部连接至第一开关并且另一端连接至控制器与第一电容器之间的节点。

当驱动器输入信号处于低电平时，反馈部可以关断第一开关以防止调节器输出电压到控制器的反馈，并且在第一开关被关断紧之前对第一电容器中充有调节器输出电压并且将调节器输出电压提供至控制器以使调节器输出电压稳定。

摆动调节栅极驱动器装置还可以包括：滤波器，其被配置成使调节器的负反馈回路稳定以防止输出电压的振荡。

在另一总体方面，一种功率发送单元，包括：功率放大器，其包括摆动调节栅极驱动器装置和接收器元件，该功率放大器被配置成使用驱动频率信号来放大无线功率；以及发送谐振器，其被配置成使用谐振频率来发送从功率放大器输出的无线功率，其中，摆动调节栅极驱动器装置包括：调节器，其被配置成将栅极驱动器的供电电压调节成处于预定水平的调节器输出电压；以及栅极驱动器，其被配置成将地电压与调节器输出电压之间的可变摆动输出电压施加至接收器元件以驱动接收器元件。

在又一总体方面，一种功率接收单元，包括：接收谐振器，其使用谐振频率来接收无线功率；以及整流器，其包括摆动调节栅极驱动器装置和接收器元件，该整流器被配置成将从接收谐振器接收到的交流功率转换成直流功率以向负载提供整流器输出电压，其中，摆动调节栅极驱动器装置包括：调节器，其被配置成将栅极驱动器的供电电压调节成处于预定水平的调节器输出电压；以及栅极驱动器，其被配置成将地电压与调节器输出电压之间的可变摆动输出电压施加至接收器元件以驱动接收器元件。

根据以下详细描述、附图和权利要求书，其他特征和方面将变得明显。

附图说明

图1是通用栅极驱动器的电路图。

图2是示出在图1中的栅极驱动器中根据供电电压VDD[V]的传导损耗(Pcond)[W]和驱动损耗(Pdrv)[W]的图。

图3是根据本发明的一个实施方式的摆动调节栅极驱动器(在下文中被称为SRGD)的电路图。

图4是根据图3中的本发明的一个实施方式的SRGD的详细电路图。

图5是模拟图4中的SRGD结构时的信号的波形图。

图6是包括使用根据本发明的一个实施方式的SRGD的高速高效功率放大器的功率发送单元的结构的视图。

图7是包括使用根据本发明的另一实施方式的SRGD的高速高效有源整流器的功率接收单元的结构的视图。

在整个附图和具体实施方式中，除非另外描述，否则相同的附图标记将被理解为指代相同的元件、特征和结构。为了清楚、说明和方便起见，这些元件的相对尺寸和描绘可以被放大。

具体实施方式

参照附图和稍后将详细描述的实施方式，本发明的优点和特性以及实现本发明的优点和特性的方法将变得明显。然而，本发明不限于稍后将公开的实施方式并且可以以各种形式实现。实施方式被提供仅是为了完全公开本发明，并且将本发明的范围告知本领域技术人员，并且本发明仅由权利要求书的范围来限定。在整个说明书中，相同的附图标记指代相同的元件。

在本发明的实施方式的描述中，当确定对已知功能和配置的特定描述不必要地模糊本发明的原理时，将省略详细描述，并且稍后将描述的术语是考虑到在本发明的实施方式中的功能而确定的术语并且可以根据用户、操作者等的意图或习惯来改变。因此，应当基于整个说明书的内容进行限定。此处，将参照附图详细描述本发明的实施方式。

图1是通用栅极驱动器的电路图。

参照图1，被称为栅极驱动器10的驱动电路对于驱动作为接收器元件的大容量开关例如MOSFET 20是必需的。如图1所示，在MOSFET 20中，栅源电容器(Cgs)22等效地存在于栅极与源极之间。在这种情况下，当对栅源电容器(Cgs)22充电时，MOSFET 20被导通，而当对栅源电容器(Cgs)22放电时，MOSFET 20被关断。因此，栅极驱动器10可以用于平稳地对栅源电容器(Cgs)22进行充电和放电。

由于栅极驱动器10应当使用大的电流对栅源电容器(Cgs)22进行充电和放电，因此栅极驱动器10的最终输出通常具有大的电流驱动能力。在图1中，电流驱动能力由逆变器的尺寸来表示。在图1所示的结构中，由于可以通过逐渐增加构成栅极驱动器10的逆变器的尺寸来优化驱动时间延迟并且提高驱动能力，因此上述方法是主要使用的方法之一。

当栅极驱动器10的供电电压被称为VDD时，用于驱动所需的功率成为供电电压VDD的函数。此外，驱动功率根据驱动周期而变化。在MOSFET 20中，发生了传导损耗。此外，当对MOSFET 20的栅源电容器(Cgs)22充电时，栅极驱动器10中发生消耗，并且当对MOSFET 20的栅源电容器(Cgs)22放电时，消耗再一次发生，因此，消耗的总量可以被称为驱动损耗(Pdrv)或驱动功率。在这种情况下，驱动功率(Pdrv)被示出为随后将描述的公式。

【公式1】

Pdrv＝Cgs×VDD²×f

如公式1所示，驱动功率Pdrv与供电电压VDD的平方成比例并且与驱动频率f成比例。此外，驱动功率Pdrv与栅源电容器(Cgs)22的电容值成比例。栅源电容器(Cgs)22的电容值由所使用的MOSFET 20确定并且因此是难以任意改变的变量。然而，驱动频率f和供电电压VDD是在设计驱动电路时可调整的设定值。然而，由于驱动频率f通常是根据应用预先确定的，因此合理的是仅将供电电压VDD视为可调整参数。

图2是示出在图1中的栅极驱动器中根据供电电压VDD[V]的传导损耗(Pcond)[W]和驱动损耗(Pdrv)[W]的图。

参照图1和图2，当供电电压VDD减小时，由于MOSFET 20的电阻Ron的电阻值增加，因此传导损耗(Pcond)210增加。然而，驱动损耗(Pdrv)220减小。根据供电电压VDD的电阻Ron遵循随后将描述的公式。

【公式2】

如公式1和公式2所示，可以观察到，传导损耗(Pcond)210与供电电压VDD成反比，而驱动损耗(Pdrv)220与供电电压VDD的平方成比例。因此，当调节供电电压VDD时，由于传导损耗(Pcond)等于驱动损耗(Pdrv)的情况被满足，因此可以执行其中效率被优化的最优驱动。对于最优驱动，本发明提出了图3所示的电路。

图3是根据本发明的一个实施方式的摆动调节栅极驱动器(在下文中被称为SRGD)的电路图。

参照图3，SRGD 1包括栅极驱动器10和调节器12。可以看出，栅极驱动器10的末级处的电压可以被确定为调节器12的输出电压VOUT而不是供电电压VDD。也就是说，调节器12将栅极驱动器10的供电电压VDD调节成调节器输出电压VOUT，并且栅极驱动器10将地电压VDD与调节器输出电压VOUT之间的可变摆动输出电压OUT施加至作为接收器元件的晶体管以驱动晶体管。

根据一个实施方式的调节器输出电压VOUT通过调节器12的参考电压VREF来改变。如上所述，当电路被配置时，驱动损耗(Pdrv)可以如随后要描述的公式那样被描述。

【公式3】

Pdrv＝Cgs×(VOUT²×f)+Cgs×(VDD-VOUT)×VOUT×f

在公式3中，驱动损耗Pdrv的前一组成部分为栅极驱动器10的损耗并且驱动损耗Pdrv的后一组成部分为调节器12的功耗。当调节器输出电压VOUT被设置为供电电压VDD/2时，驱动损耗(Pdrv)被改变成稍后要描述的公式4。

【公式4】

也就是说，驱动损耗与常规驱动相比被减半。然而，由于MOSFET的驱动摆动减少，因此传导损耗增加。尽管传导损耗取决于MOSFET的类型，但是当驱动电压被减半时，MOSFET20的电阻Ron的电阻值趋于增加大致20％至30％的范围。也就是说，传导损耗增加20％至30％的范围。然而，由于驱动损耗减小了50％，因此总损耗改善了20％至30％的范围。此外，如图2所示，可以通过借助于参考电压VREF的调节来改变调节器输出电压VOUT来执行最优驱动。

通常，当MOSFET 20驱动小的电流时，即使当电阻Ron的电阻值大时，传导损耗也不大。因此，当调节参考电压VREF使得调节器输出电压VOUT与流过MOSFET 20的电流成比例变化时，可以执行主动控制使得可以根据MOSFET的电流是大还是小时的条件来提高效率。

图4是根据图3中的本发明的一个实施方式的SRGD的详细电路图。

参照图4，SRGD 1包括栅极驱动器10和调节器12。栅极驱动器10可以包括多个逆变器。调节器12可以包括电压分配部120、控制器122、滤波器124、输出部126以及反馈部128。

构成栅极驱动器10的逆变器可以包括高侧开关和低侧开关，并且在图4中，示出了作为末级的逆变器的高侧开关的第二MOSFET(M2)102和作为末级的逆变器的低侧开关的第三MOSFET(M3)103。第二MOSFET(M2)102包括连接至前一逆变器的输入、连接至调节器输出电压VOUT的第一输出以及连接至驱动器输出电压OUT的第二输出。第三MOSFET(M3)103包括连接至前一逆变器的输入、连接至驱动器输出电压OUT的第一输出以及连接至地GND的第二输出。

电压分配部120对提供至调节器12的输入节点128的供电电压VDD进行分配。根据一个实施方式的电压分配部120包括在输入节点128与地之间彼此串联连接的第一电阻器(R1)1201和第二电阻器(R2)1202。电压分配部120根据第一电阻器(R1)1201与第二电阻器(R2)1202之间的电阻比率来改变供电电压VDD以生成参考电压VREF并且将参考电压VREF发送至控制器122。当R1等于R2时，调节器输出电压VOUT变成供电电压VDD的一半。

控制器122控制调节器12的输出电压VOUT。控制器122可以包括误差放大器(AMP1)1220。在误差放大器(AMP1)1220中，调节器输出电压VOUT被输入至负端并且从电压分配部120分配的参考电压VREF被输入至正端，并且对调节器输出电压VOUT与参考电压VREF进行比较，并且对调节器输出电压VOUT与参考电压VREF之间的误差进行控制使得调节器输出电压VOUT变得与参考电压VREF相同。

输出部126从控制器122接收驱动电压VG以向输出端提供调节器输出电压VOUT。输出部126可以包括作为输出晶体管的第一MOSFET(M1)1260。第一MOSFET(M1)1260包括连接至调节器驱动电压VG的输入、连接至供电电压VDD的第一输出以及连接至调节器输出电压VOUT的第二输出。

滤波器124用于稳定调节器12的负反馈回路以防止调节器输出电压VOUT的振荡。为此，滤波器124可以包括电阻器(RF1)1241和电容器(CF1)1242。

反馈部128控制调节器输出电压VOUT到控制器122的反馈。例如，控制调节器输出电压VOUT到误差放大器(AMP1)1220的反馈。反馈部128可以包括第一开关(SW1)1280、反馈电阻器1282和第一电容器(Cs1)1284。第一开关(SW1)1280包括连接至栅极驱动器10的输入信号IN的输入、连接至反馈电阻器1282的第一输出以及连接至调节器输出电压VOUT的第二输出。在第一电容器(Cs1)1284中，一端连接至地并且另一端连接至误差放大器(AMP1)1220与反馈电阻器1282之间的节点。在反馈电阻器1282中，一端连接至第一开关(SW1)1280并且另一端连接至误差放大器(AMP1)1220与第一电容器(Cs1)1284之间的节点。

根据一个实施方式的反馈部128的第一开关(SW1)1280和第一电容器(Cs1)1284执行采样和保持操作。当栅极驱动器10的输入信号IN处于高电平时，第一开关(SW1)1280也被导通。因此，调节器输出电压VOUT被提供至误差放大器(AMP1)1220的负端，并且误差放大器(AMP1)1220驱动第一MOSFET(M1)1260使得正端的电压和负端的电压变得相同。当输入信号IN处于高电平时，栅极驱动器10的末级处的第二MOSFET(M2)102也被导通。当输入信号IN处于低电平时，第二MOSFET(M2)102被关断并且第三MOSFET(M3)103被导通。

当输入信号IN处于低电平时而没有采样和保持操作的情况下，由于第一MOSFET(M1)1260的负载突然消失，因此调节器输出电压VOUT急剧增加。由于调节器输出电压VOUT增加，因此误差放大器(AMP1)1220降低第一MOSFET(M1)1260的驱动电压VG以尽可能地降低调节器输出电压VOUT。因此，驱动电压VG变成接近地的低电压。当输入信号IN再次变成高电平时，由于驱动电压VG为低，因此第一MOSFET(M1)1260可能无法平稳地供应电力。尽管随着时间推移驱动电压VG被恢复并且因此供应足够的功率，但是当输入信号IN以非常快的频率反复地变成高电平和低电平时，通常难以形成调节器输出电压VOUT。因此，当输入信号IN处于低电平时，第一开关(SW1)1280被关断以防止调节器输出电压VOUT到误差放大器(AMP1)1220的反馈。可替选地，由于调节器输出电压VOUT在第一开关(SW1)1280被关断紧之前被充在第一电容器(Cs1)1284中并且被提供至误差放大器(AMP1)1220，因此误差放大器(AMP1)1220误以为控制得很好，并且因此不控制驱动电压VG。因此，当输入信号IN再次变成高电平时，由于第一开关(SW1)1280处于被关断紧之前的状态，因此可以快速供应电力。为了使调节器输出电压VOUT在没有电路的情况下稳定，应当将大的电容器连接至调节器输出电压VOUT。所提供的电路在没有使用大的电容器的情况下使调节器输出电压VOUT稳定以允许栅极驱动器的快速驱动。

图5是模拟图4中的SRGD结构时的信号的波形图。

在图5的模拟中，假定驱动频率为6.78MHz。参照图4和图5，尽管驱动频率为6.78MHz并且因此非常快，但是调节器输出电压VOUT处于稳定状态而不受由于驱动器输入信号IN的变化的影响。栅极驱动器10输出地电压VDD与调节器输出电压VOUT之间的可变摆动输出电压OUT。由于调节器12的驱动电压VG几乎未改变，因此调节器12变成能够快速供应电力并且在没有大的输出电容器情况下操作的电路。

图6是包括使用根据本发明的一个实施方式的SRGD的高速高效功率放大器的功率发送单元的结构的视图。

参照图6，功率发送单元(PTU)6包括功率放大器60和发送谐振器62。

功率放大器60使用驱动频率信号来放大无线功率。发送谐振器62构成谐振回路并且使用谐振回路的谐振频率来发送从功率放大器60输出的无线功率。发送谐振器62的谐振回路可以包括电容器(Cs)620和用作天线的电感器(L)622。

根据一个实施方式的功率放大器60包括多个SRGD和多个开关元件。SRGD中的每一个接收驱动信号并且输出用于驱动作为接收器元件的晶体管的信号。例如，如图6所示，高侧包括被配置成接收作为输入信号IN的高侧驱动信号的SRGD1 600-1和被配置成接收高侧输出电压OUT以被驱动的第一MOSFET 602-1，并且低侧包括被配置成接收作为输入信号IN的低侧驱动信号的SRGD2 600-2和被配置成接收低侧输出电压OUT以被驱动的第二MOSFET602-2。

如上面参照图3和图4所描述的，SRGD中的每一个包括调节器和栅极驱动器。调节器将栅极驱动器的供电电压VDD调节成处于预定水平的调节器输出电压VOUT。栅极驱动器将地电压VDD与调节器输出电压VOUT之间的可变摆动输出电压OUT施加至接收器元件以驱动接收器元件。

在图6中，尽管功率放大器限于D类，但是可以用AB类、B类等功率放大器代替该功率放大器。图6示出了可在使用驱动频率的无线充电系统的功率发送单元中使用的电路，例如，可在使用6.78MHz的驱动频率的A4WP无线充电系统的功率发送单元中使用的电路。

功率放大器60生成以例如6.78MHz的频率的驱动频率驱动的交流信号并且通过使上侧处的MOSFET 602-1和下侧处的MOSFET 602-2导通来将交流信号施加至发送谐振器62以允许发送谐振器62发送无线功率。在使用6.78MHz的驱动频率的A4WP方式中，由于驱动频率非常高，因此栅极驱动功率变得非常高。然而，当使用所提供的方式时，功耗与常规方式相比可以减小20％至30％。

图7是包括使用根据本发明的另一实施方式的SRGD的高速高效有源整流器的功率接收单元的结构的视图。

参照图7，可以实现能够使用SRGD以高速操作的有源整流器。参照图7，功率接收单元(PRU)7包括接收谐振器70和整流器72。

接收谐振器70构成谐振回路并且使用谐振回路的谐振频率来接收无线功率。谐振回路可以包括电容器(Cs1)700和用作天线的电感器(L1)702。整流器72将从接收谐振器70接收到的交流电力转换成直流电力以向负载提供整流器输出电压。

根据实施方式的整流器72包括多个SRGD、多个比较器和多个开关元件。例如，如图7所示，整流器72包括：第一SRGD至第四SRGD 720-1、720-2、720-3和720-4；第一比较器至第四比较器722-1、722-2、722-3和722-4；以及作为接收器元件的第一MOSFET至第四MOSFET724-1、724-2、724-3和724-4。第一SRGD至第四SRGD 720-1、720-2、720-3和720-4分别驱动第一MOSFET至第四MOSFET 724-1、724-2、724-3和724-4。

如上面参照图3和图4所描述的，SRGD中的每一个包括调节器和栅极驱动器。调节器将栅极驱动器的供电电压VDD调节成处于预定水平的调节器输出电压VOUT。栅极驱动器将地电压VDD与调节器输出电压VOUT之间的可变摆动输出电压OUT施加至接收器元件以驱动接收器元件。

由于整流器72的输出是整流电压，因此可以使用电容器(CRECT)74将整流器72的输出转换成直流电压。功率接收单元7在使用DC-DC转换器将由电容器(CRECT)74生成的直流电压VRECT转换成适合于负载的电压之后对负载进行驱动。

参照图7，在使用所提供的SRGD的有源整流器72的情况下，由于可以减小驱动损耗，因此当对高频交流信号进行整流时，可以满足高的整流效率。

根据一个实施方式，当开关元件被以高速驱动时，可以使增加的驱动损耗减小。当驱动损耗增加时，由于效率降低并且系统的温度增加，因此电路变成低效且不可靠的电路。为此，可以提供能够控制开关元件的驱动电压的摆动调节的栅极驱动器装置来减小驱动损耗以解决上述问题。

到目前为止，已经参照实施方式浏览了本发明。本领域技术人员可以理解的是，可以在不脱离本发明的固有特性的情况下对本发明进行修改。因此，应当从描述性的角度而不是限制的角度考虑所公开的实施方式。本发明的范围在权利要求书而不是在上述描述中示出，并且该范围内的差异应当被理解成包括在本发明中。