阅读说明：本技术 一种等离子体波导结构以及漏波天线 (Plasma waveguide structure and leaky-wave antenna ) 是由 吴家和 郑立易 沈林放 于 2019-08-29 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种等离子体波导结构以及漏波天线,等离子体波导结构包括：金属基板；设置在金属基板的上表面的金属块周期结构,金属块周期结构在一预定的工作频段下形成沿指定方向辐射的电磁场分布；金属块周期结构包括多个以亚波长周期沿一维排列方向依次排列的单胞,每一单胞中包含两个呈对称交错排列的四边形块；四边形块为非正交四边形块。本发明利用低频表面等离子体极化子的概念,设计对称交错形等离子体波导结构,增强波导结构对电磁场的束缚,并且得到高频介质损耗低的漏波天线。(The invention discloses a plasma waveguide structure and a leaky-wave antenna, wherein the plasma waveguide structure comprises: a metal substrate; the metal block periodic structure is arranged on the upper surface of the metal substrate and forms electromagnetic field distribution radiated along a specified direction under a preset working frequency band; the metal block periodic structure comprises a plurality of unit cells which are sequentially arranged along a one-dimensional arrangement direction in a sub-wavelength period, and each unit cell comprises two quadrilateral blocks which are symmetrically and alternately arranged; the quadrilateral blocks are non-orthogonal quadrilateral blocks. The invention designs a symmetrical staggered plasma waveguide structure by utilizing the concept of low-frequency surface plasma polarons, strengthens the constraint of the waveguide structure on an electromagnetic field, and obtains the leaky-wave antenna with low high-frequency dielectric loss.)

一种等离子体波导结构以及漏波天线

技术领域

本申请属于光子器件领域，具体涉及一种等离子体波导结构以及漏波天线。

背景技术

表面等离子体极化子(Surface Plasmon Polaritons，SPPs)是一种沿着导体与介质传播的电磁场，是一种由导体内部自由电子与电磁波的耦合态。经理论分析显示高度压缩的电磁场可以存在于亚波长的金属通道，并能有效地回避波导间的相互串扰，提升集成光子回路的密度。

但由于光滑平坦的金属表面是无法在低频波段有效地约束电磁场，无法用表面电浆极化子的概念来缩小电路系统的尺寸与避免回路间的相互串扰。因此，为了更有效地将电磁场约束在金属表面，以金属楔型结构作为周期结构单胞的传输方式被提出来。

传统的微带电路将应用了表面电浆极化子的概念，利用金属周期结构传输的人工表面电浆极化子对电磁场的高度约束特性设计对邻近回路具有低串扰的亚波长周期金属微带线，并可直接用于高速PCB或高频微波电路的设计。

但将电磁场高度约束将导致高强度的损耗，将导致信号传输的距离很小，近年来由于信号的频率越来越高，特别是汽车防撞雷达。当信号的频率高达一定程度时，传统的微带天线的介质损耗就快速增加，因此完全金属的高频天线引起了广泛的兴趣，特别是纯金属的天线结构在高频信号(含太赫兹)的奥姆损耗比起微带天线小很多，但现有技术中设计的纯金属天线对于实现低介质损耗上还难以具有良好表现。

发明内容

本申请的目的在于提供一种等离子体波导结构以及漏波天线，利用低频表面等离子体极化子的概念，设计对称交错形等离子体波导结构，增强波导结构对电磁场的束缚，并且得到高频介质损耗低的漏波天线。

为实现上述目的，本申请所采取的技术方案为：

一种等离子体波导结构，所述等离子体波导结构，包括：

金属基板；

设置在所述金属基板的上表面的金属块周期结构，所述金属块周期结构在一预定的工作频段下形成沿指定方向辐射的电磁场分布；

所述金属块周期结构包括多个以亚波长周期沿一维排列方向依次排列的单胞，每一单胞中包含两个呈对称交错排列的四边形块；

所述四边形块为非正交四边形块。

作为优选，每一所述非正交四边形块包括：

一基体，该基体具有依次连接的四个侧面，以及分别连接在四个侧面所围成的空间的顶部和底部的顶面和底面；

四个侧面为依次连接的第一侧面、第二侧面、第三侧面和第四侧面，并且第一侧面与所述金属基板贴靠，第二侧面与所述第一侧面垂直连接，第三侧面与第四侧面相连形成一顶角，该顶角为锐角。

作为优选，每一所述单胞的几何参数为：

单胞排列的亚波长周期d＝10毫米；

单胞中两块非正交四边形块的间隔a＝5毫米；

单胞中两块非正交四边形块错开的长度s＝2毫米。

作为优选，每一所述非正交四边形块的几何参数为：

非正交四边形块的长度w＝7毫米；

非正交四边形块的厚度d₁＝2毫米；

非正交四边形块的高度h₁＝5.5毫米；

非正交四边形块中顶角的角度δ＝80.93°。

作为优选，每一所述非正交四边形块中，第二侧边和第三侧边相连形成第一端角，所述第一端角为钝角；

每一所述非正交四边形块中，第一侧边和第四侧边相连形成第二端角，所述第二端角为锐角。

作为优选，所述金属块周期结构的工作频段为微波频段或太赫兹频段。

本申请还提供一种漏波天线，所述漏波天线包括所述的等离子体波导结构。

本申请提供的等离子体波导结构，在原来的单排周期数组结构的基础上引入对称交错的另一排周期数组结构，从而在原先结构的色散基础上引入新的传输模式，使得本申请的等离子体波导结构具有波导模式和漏波模式，在波导模式下等离子体波导结构均具有更好的电磁场约束效果，在漏波模式下，在更高的频率范围可以使电磁场随频率变化实现沿指定的方向辐射，将该等离子体波导结构应用在天线结构中，可得到高频介质损耗低的漏波天线。

附图说明

图1为本申请的等离子体波导结构示意图；

图2为图1中金属块周期结构的俯视图；

图3为本申请非正交四边形块的结构示意图；

图4为实施例对比实验时引入的另一种波导结构示意图；

图5为实施例中单排波导结构的工作频率与传播常数间的色散关系曲线图；

图6为实施例中双排波导结构的工作频率与传播常数间的色散关系曲线图；

图7为实施例中单排波导结构在β＝0.45(2π/d)、导波频率(f＝10.815GHz)的近场分布示意图；

图8为实施例中双排波导结构在β＝0.45(2π/d)、导波频率(f＝11.0249GHz)的近场分布示意图；

图9为实施例中双排波导结构在β＝0.3(2π/d)、漏波频率(f＝13.31151GHz)的近场分布示意图；

图10为实施例中单排波导结构和双排波导结构的辐射效率随频率的变化示意图；

图11为实施例双排波导结构在漏波频率(f＝12.9GHz)的远场分布示意图；

图12为实施例双排波导结构在漏波频率(f＝13.1GHz)的远场分布示意图；

图13为实施例双排波导结构在漏波频率(f＝13.3GHz)的远场分布示意图；

图14为实施例双排波导结构在漏波频率(f＝13.5GHz)的远场分布示意图；

图15为实施例中双排波导结构在漏波频率时主波束的仰角分布示意图；

图16为实施例中双排波导结构在漏波频率时主波束的方位角分布示意图。

图示中：1、金属基板；2/2a、单胞；21、正四边形块；22、反四边形块；100/100a、金属块周期结构；211、第一侧面；212、第二侧面；213、第三侧面；214、第四侧面。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是在于限制本申请。

如图1、图2所示，在其中一个实施例中，提供一种等离子体波导结构。本实施例的等离子体波导结构包括一块金属基板1，以及设置在金属基板1的上表面的金属块周期结构100。

金属块周期结构100包括多个以亚波长周期沿一维排列方向依次排列的单胞2，每一单胞2中包含两个呈对称交错排列的四边形块，两个呈对称交错排列的四边形块例如图1或图2中所示的正四边形块21和反四边形块22。且正四边形块21和反四边形块22的形状和大小相同，仅为布置的位置有所差异，而其中的“正”和“反”不对四边形的结构具有限制，仅为了区分两种位置有所差异的四边形。

为了满足两个四边形块具有镜面效果，设置四边形块为非正交四边形块。

本实施例的等离子体波导结构，每个单胞具有两个非正交四边形块，即金属基板1上布置有两排呈镜面交错布置的非正交四边形块周期结构，这使得本实施例的等离子体波导结构除了能有效传输特定带宽的电磁场外，还能在预定的工作频段下形成沿指定方向辐射的电磁场分布，以应用于设计高指向的漏波天线。

本实施例中金属块周期结构的工作频段为微波频段或太赫兹频段，并且金属块周期结构传输的频率范围一般可通过调整金属块的形状尺寸与晶格常数来控制。

参阅图3所示，在一个实施例中，调整金属块的形状时，设置每一非正交四边形块包括：

一个基体，该基体具有依次连接的四个侧面，以及分别连接在四个侧面所围成的空间的顶部和底部的顶面和底面。

四个侧面为依次连接的第一侧面211、第二侧面212、第三侧面213和第四侧面214，并且第一侧面211与金属基板1贴靠，第二侧面212与第一侧面211垂直连接，第三侧面213与第四侧面214相连形成一顶角δ，该顶角δ为锐角。

本实施例中提供的非正交四边形块在镜面后能够呈现不同的位置布置区别，并且通过正四边形块21和反四边形块22的结构重叠互补，可将电磁场更多的约束在重叠区域，从而提高对电磁场的束缚效果，且在漏波频段时易于形成具有高指向性的波束。

在一个实施例中，调整金属块的尺寸与晶格常数时，对于单胞2而言，设置每一个单胞的几何参数为：

单胞排列的亚波长周期(即晶格常数)d＝10毫米；

单胞中两块非正交四边形块的间隔a＝5毫米；

单胞中两块非正交四边形块错开的长度s＝2毫米。

在另一个实施例中，调整金属块的尺寸与晶格常数时，对于非正交四边形块而言，设置每一非正交四边形块的几何参数为：

非正交四边形块的长度w＝7毫米；

非正交四边形块的厚度d₁＝2毫米；

非正交四边形块的高度h₁＝5.5毫米；

非正交四边形块中顶角的角度δ＝80.93°。

并且，每一非正交四边形块中，第二侧边和第三侧边相连形成第一端角γ，第一端角γ为钝角；每一非正交四边形块中，第一侧边和第四侧边相连形成第二端角α，第二端角α为锐角。

同时，本实施例中的金属基板1与金属块周期结构100均由导电较佳的金属(例如铝、铜或金)所制成。

由于改变单胞的形状或调整晶格常数会使色散曲线相应变化，例如当本实施例中的非正交四边形的高度h₁增加时，渐进频率将会下降，并产生高阶模式；又如单胞的晶格常数变短时，又会拉高渐进频率，增加传输带宽，或改变波导对电磁场的约束能力，故对于不同的参数设置，该波导结构能够应用于不同频段。

需要说明的是，上述所公开的单胞的几何参数和非正交四边形块的几何参数仅为本申请的提供的一种参数实施例，该参数实施例中所指出的单胞的几何参数和非正交四边形块的几何参数均为较佳的参数设置，在该参数下波导对电磁场的约束能力好，且传输带宽适宜。但是该参数实施例不作为对本申请中单胞和非正交四边形块几何参数的限制，即对单胞的几何参数或非正交四边形块的几何参数的简单变化得到的波导结构均属于本申请的保护范围。

现有技术中利用周期性结构来设计波导结构的案例较多，为了具有对比性的说明本发明的等离子体波导结构具有较优的特性，本实施例引入如图4所示的波导结构进行实验数据分析对比，并以上述参数实施例的几何参数为基础进行对比实验分析，且两对比波导结构中的单胞数量以及晶格常数相同。

如图4所示为采用单胞2a沿一维排列方向依次排列形成金属块周期结构100a，并且单胞2a中仅包含一块正四边形块21。为了便于区分描述，以下将图4所示波导结构称为单排波导结构，将本申请的等离子体波导结构称为双排波导结构。

与单排波导结构相比，本申请的双排波导结构通过在单排波导结构的基础上引入一排对称的四边形块，在单排波导结构的色散引入新的传输模式，新的传输模式在经过电磁波自由空气色散曲线(Light line)之后，将形成传播常数具有复数形式的漏波模式，使双排波导结构的漏波辐射将形成随频率扫描的远场效应，其辐射效率接近90％。

如图5所示为单排波导结构的工作频率与传播常数(propagation constant)间的色散(dispersion)关系曲线图，如图6所示为双排波导结构的工作频率与传播常数间的色散关系曲线图。图中的纵坐标表示工作频率，而横坐标表示传播常数β，且色散曲线C1表示电磁波自由空气色散曲线(Light line)，色散曲线C2表示单排波导结构的色散曲线，色散曲线C3表示双排波导结构的第一条色散曲线，色散曲线C4表示双排波导结构的第二条色散曲线。

数值结果发现，对于单排波导结构而言，其截止频率为9.52794GHz，而渐进频率为11.22291GHz(β＝π/d)，传输带宽为1.6949GHz。在截止频率至渐进频率之间，单排波导结构中电磁场主要约束于两个非正交四边形块的中间。

相较于单排波导结构的色散图，双排波导结构的色散图中多了一条新的色散曲线，即色散曲线C4，并且这条新的色散曲线与原来的色散曲线沿着相反的方向延伸，其斜率具有负值，即负斜率色散。

由双排波导结构的第一条色散曲线可以看出，双排波导结构的波导模式的截止频率为9.24556GHz，渐进频率为11.9789GHz(β＝π/d)，传输带宽为2.7333GHz。相较于单排波导结构，双排波导结构的截止频率往低频延伸，而渐进频率往高频延伸，使得波导的传输带宽有效地增加，且第一条色散曲具有正的斜率。

双排波导结构的第二条色散曲线的渐进频率为11.98346GHz(β＝π/d)，这条色散曲线随频率的增加β逐渐减小，故第二条色散曲线具有负斜率。

数值结果发现，第一条色散曲线与第二条色散曲线的渐进频率几乎相同，而带隙的宽度仅有4.56×10^-3GHz，显然两条色散曲线间的带隙几近消失，使得这个周期结构的带隙几乎可以忽略。

带隙的宽度很小的原因在于：当入波的频率接近渐进频率时，来自于等间隔两组相互交错排列的四边形块的反射波存在180度的相位差，这导致两股反射波相互干涉、互相抵消，从而只存在向前传输的电磁信号。

实际的测量结果发现，在预估出现带隙的频率，其反射的信号非常小。因此第一条色散曲线超过渐进频率后将直接转换成第二条色散曲线，并且第二条色散曲线在频率为12.64666GHz时通过Light line，并进入辐射区由波导模式转变成漏波模式，直到频率为13.89135GHz(β＝0)。在这一段频率范围，波导依然存在一个完整模式，只是在传输的过程将电磁能耗散到空间，形成高指向的波束。

故对于双排波导结构而言，由于带隙几乎为零，故使得双排波导结构的传输带宽由原来的2.7334GHz增加为3.3966GHz，而漏波的频率范围则为1.24469GHz。

综上所述，双排波导结构对电磁场有较好的约束能力，且带隙趋近于零，因此到达渐进频率时，可以继续传播至Light line与色散曲线的焦点，之后的频率由波导模式转换为漏波模式，形成高指向的波束。

进一步通过对近场和远场的电磁场分布探究双排波导结构。

如图7所示，为单排波导结构在β＝0.45(2π/d)、导波频率(f＝10.815GHz)的近场分布示意图；如图8所示，为双排波导结构在β＝0.45(2π/d)、导波频率(f＝11.0249GHz)的近场分布示意图；如图9所示，为双排波导结构在β＝0.3(2π/d)、漏波频率(f＝13.31151GHz)的近场分布示意图。

对比图7和图8可得，双排波导结构在波导模式时，对电磁场有更好的约束，这是由于双排波导结构相对于单排波导结构金属膜片的数量加倍，波导将存在较大的欧姆损耗；对比图8和图9可得，双排波导结构位于波导的漏波频段时，可以看出大量的电磁场向波导外部辐射，电磁能在传输的过程逐渐将能量辐射到自由空间。

进一步参阅图10，图10为单排波导结构和双排波导结构的辐射效率随频率的变化示意图。图中纵坐标表示辐射效率(Radiation Effciency)，横坐标表示频率(Frequency)，图中颜色较浅的为单排波导结构的辐射效率随频率的变化曲线，图中颜色较深的为双排波导结构的辐射效率随频率的变化曲线。

由图示可知，在频率f＝10GHz以前，不管是单排波导结构或双排波导结构对电磁场的约束比较差，因此辐射效率较高。但是在频率f＝10GHz以后，两个波导对电磁场约束的比较好。

值得注意的是，单排波导结构在频率f＝11.24GHz进入带隙，并且辐射效率高达0.53295。这表示在这个频率附近将进入周期结构的带隙频段，电磁场与周期金属膜片产生强烈的作用，并向自由空间散射。但在频率f＝10GHz以前，由于单排波导结构的金属膜片比较少，因此相较于双排波导结构对电磁场的约束比较差，从而图中呈现出具有比较高比例的电磁场弥漫在波导周围的空间。

上述已得知双排波导结构在频率f＝12.64666GHz到频率f＝13.89135GHz是波导的漏波频率范围，从图10中的双排波导结构的辐射效率随频率的变化曲线可以看出，双排波导结构在漏波频率范围的确具有较高的辐射效率，特别是在频率f＝13.46GHz时的辐射效率为0.90051。

由此可见，本申请的等离子体波导结构在漏波频率范围的辐射效率接近90％，欧姆损耗低。

进一步采用仿真软件初步探究双排波导结构在漏波频率时的远场分布，得到以下仿真结果：如图11所示，为双排波导结构在漏波频率(f＝12.9GHz)的远场分布示意图，如图12所示，为双排波导结构在漏波频率(f＝13.1GHz)的远场分布示意图，如图13所示，为双排波导结构在漏波频率(f＝13.3GHz)的远场分布示意图，如图14所示，为双排波导结构在漏波频率(f＝13.5GHz)的远场分布示意图。

数值结果发现，漏波模式的远场分布显示存在一个在空间中分布范围极窄的一个主波束，设定主波束与水平线方向的仰角用θ表示。且当传输的电磁波频率为12.9GHz时，漏波主波束的仰角θ＝33度；当传输的电磁波频率为13.1GHz时，漏波主波束的仰角θ＝42度；当传输的电磁波频率为13.3GHz时，漏波主波束的仰角θ＝50度；当传输的电磁波频率为13.5GHz时，漏波主波束的仰角θ＝60度。

根据仿真数据可得，主波束的仰角θ随频率的增加而逐渐增加，由于在金属表面利用一维周期结构来实现上述的漏波远场分布是非常罕见的，故进一步采用实际试验验证仿真结果，确保结果的正确性。

利用双排波导结构作为实际试验对象，整个波导结构的总长度为37.5cm，并且波导结构的两端增加两个转接头，增加转接头的目的在于为了使不同频率的微波信号顺利馈入波导结构。

其试验测量的结果如图15、图16所示，图15为双排波导结构在漏波频率(f＝12.8GHz、12.9GHz、13.1GHz、13.36GHz、13.5GHz、13.7GHz)时主波束的仰角分布示意图；图16为双排波导结构在漏波频率(f＝12.8GHz、12.9GHz、13.1GHz、13.36GHz、13.5GHz、13.7GHz)时主波束的方位角分布示意图。

如图15所示，在频率f＝12.8GHz时，主波束的仰角θ＝24度；在频率f＝12.9GHz时，主波束的仰角θ＝27度；在频率f＝13.1GHz时，主波束的仰角θ＝37度，在频率f＝13.36GHz时，主波束的仰角θ＝48度；在频率f＝13.5GHz时，主波束的仰角θ＝54度；在频率f＝13.7GHz时，主波束的仰角θ＝63度。

由图可得，从频率f＝12.8GHz到f＝13.7GHz，主波束的仰角可以从θ＝24度到θ＝63度，仰角扫描的角度为39度。另一方面，如图16所示，主波束随频率的增加，仰角逐渐增加时，方位角的半宽度由频率f＝12.8GHz对应的ΔΦ＝28度到频率f＝13.7GHz对应的ΔΦ＝67度，随着频率的增加，方位角的半宽度ΔΦ逐渐变宽。

本申请在金属表面利用一维周期结构来实现上述的漏波远场分布，克服了现有技术中难以利用一维周期结构来实现上述的漏波远场分布的情况。并且利用漏波模式下主波束的仰角θ随频率的增加而逐渐增加这一特性，设计可以调控电磁场传输方向的波导结构，并应用在天线中，可得到高频介质损耗低的漏波天线。

在另一个实施例中，还提供一种漏波天线，包括等离子体波导结构，该等离子体波导结构，包括一块金属基板，以及设置在金属基板的上表面的金属块周期结构，金属块周期结构在一预定的工作频段下形成沿指定方向辐射的电磁场分布。

金属块周期结构包括多个以亚波长周期沿一维排列方向依次排列的单胞，每一单胞中包含两个呈对称交错排列的四边形块，且四边形块为非正交四边形块。

关于等离子体波导结构的具体限定参见前述一个或多个实施例，在此不再进行赘述。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。