阅读说明：本技术 O-qpsk符号定时估计 (O-QPSK symbol timing estimation ) 是由 马修·吉尔伯特 于 2019-06-27 设计创作，主要内容包括：用于估计偏置正交相移键控(O-QPSK)调制信号的符号定时误差的方法和系统。所述方法包含：接收表示O-QPSK调制信号的多个复杂样本,其中在按时对所述O-QPSK调制信号采样的情况下,所述多个样本中的每一个基本上不具有虚分量；针对每个样本生成提早误差度量和延后误差度量,所述提早误差度量基于所述样本的所述虚分量和前一个样本的实分量的正负号,并且所述延后误差度量基于所述样本的所述虚分量和下一个样本的实分量的正负号；基于所述多个样本的所述提早误差度量生成组合的提早误差度量；基于所述多个样本的所述延后误差度量生成组合的延后度量；以及基于所述组合的提早误差度量和所述组合的延后度量生成所述符号定时误差的估计值。(A method and system for estimating symbol timing error of an offset quadrature phase shift keying (O-QPSK) modulated signal. The method comprises the following steps: receiving a plurality of complex samples representing an O-QPSK modulated signal, wherein each of the plurality of samples has substantially no imaginary component if the O-QPSK modulated signal is sampled in time; generating, for each sample, an early error metric and a late error metric, the early error metric based on signs of the imaginary component of the sample and a real component of a previous sample, and the late error metric based on signs of the imaginary component of the sample and a real component of a next sample; generating a combined early error metric based on the early error metrics of the plurality of samples; generating a combined deferred metric based on the deferred error metrics for the plurality of samples; and generating an estimate of the symbol timing error based on the combined early error metric and the combined late metric.)

O-QPSK符号定时估计

背景技术

如所属领域的技术人员已知，相移键控(PSK)是通过改变(调制)恒定频率参考信号(载波)的相位而传送数据的调制技术。偏置-正交PSK(O-QPSK)，也可称为交错QPSK(S-QPSK)，是PSK的变体，其中通过使用分别对应于基带信号的同相和正交分量的两个独立半速度数据信号调制两个正交载波cos(wt)和-sin(wt)来生成O-QPSK信号，并且将这些调制载波相加以形成O-QPSK调制信号。与其中同相和正交分量对准的QPSK相反，在O-QPSK中，正交分量从同相分量偏置一个位周期。

图1示出用于生成O-QPSK调制信号的示范O-QPSK调制器100。示范O-QPSK调制器100包括2位串联至并联转换器102、延迟块104、两个脉冲塑形滤波器106、108、两个混频器110、112以及加法器114。2位串联至并联转换器102(也可被称为解复用器)接收要传输的位流并且将所述位分成两个流。具体地，偶数位形成同相分量方波形信号I_sw(t)，并且奇数位形成正交分量方波形信号Q_sw(t)。正交分量方波形信号Q_sw(t)接着由延迟块104延迟一个位周期T_B以产生延迟的正交分量方波形信号Q_sw(t-T_B)。在图2中示出对应于示范位流206的同相分量方波信号的实例I_sw(t)202和示范延迟正交分量方波信号Q_sw(t-T_B)204。在图2中可以看出，对正交信号施加的延迟确保同相分量和正交分量决不会同时改变。这将O-QPSK调制信号中的任何相变限制到±90度。

接着使同相分量方波信号I_sw(t)和延迟正交分量方波信号Q_sw(t-T_B)通过相应的脉冲塑形滤光器106、108(例如，低通滤波器)以生成脉冲塑形后的同相和正交分量信号I_ps(t)和Q_ps(t-T_B)。在一些情况下，脉冲塑形滤波器106、108被配置成施加半正弦脉冲塑形。脉冲塑形使位之间的转变平稳。图3中示出通过半正弦脉冲塑形滤波器根据图2的方波形生成的脉冲塑形后的同相和正交分量信号的实例I_ps(t)302和Q_ps(t-T_B)304。脉冲塑形后的同相和正交分量信号I_ps(t)和Q_ps(t-T_B)经由混频器110、112与正交余弦和正弦信号混频，以生成调制后的载波信号，所述调制后的载波信号经由加法器114组合以生成O-QPSK调制信号。以此方式，每个位作为O-QPSK符号传输。然后将O-QPSK调制信号提供到传输器后端系统(未示出)，在所述传输器后端系统处所述O-QPSK调制信号被上转换为传输频率并耦合到用于射频(RF)传输的传输天线。

由于在O-QPSK接收器处接收到的RF信号通常是由于噪声等而由传输器传输的信号的变形型式，因此接收器通常必须根据接收到的信号估计所传输O-QPSK符号序列。图4中示出示范O-QPSK接收器400，所述接收器包括天线402、RF前端电路404和基带电路406。天线402捕获RF O-QPSK调制信号，并将所捕获信号提供到RF前端电路404。RF前端电路404将信号下转换(例如，经由下转换器408)成复杂的基带信号(即，转换成同相分量信号和正交相分量信号)，并使复杂的基带信号数字化(例如，经由模/数转换器(ADC)410)以生成表示所接收信号的一系列IQ样本。所属领域的技术人员将显而易知，RF前端电路404可以另外包括图4中未示出的其它部件以执行其它功能，例如但不限于滤波和自动增益控制。

将RF前端电路404生成的IQ样本提供到基带电路406，所述基带电路根据所述IQ样本生成所传输O-QPSK符号的估计值。基带电路406通常包括重采样电路412，所述重采样电路对由RF前端电路404生成的IQ样本重采样以供基带电路406处理。对于最佳解码，接收器400需要准确地测量和跟踪所接收O-QPSK符号的定时。因此，基带电路406通常包括符号定时估计电路414，所述符号定时估计电路监测重采样电路412的输出，以检测采样定时中的误差，并生成调整信号以使得重采样电路412调整采样的定时。基带电路406还可以包括检测器416，所述检测器被配置成根据IQ样本估计所传输O-QPSK符号。在原始数据由例如误差校正码(ECC)编码的情况下，估计的符号序列被提供到解码器418，所述解码器被配置成根据估计的符号序列对原始数据流进行解码。所属领域的技术人员将显而易见的是，基带电路406可以另外包括图4中未示出的其它部件以执行其它功能，例如但不限于载波同步。

存在许多用于测量和跟踪所接收符号的定时的已知技术，但是它们通常要求对所接收信号进行过采样(即，以每个O-QPSK符号有多于一个样本的方式进行采样)，这直接影响了接收器功率；或者在硬件中实施起来很复杂。O-QPSK常常用于低成本低复杂性系统，例如根据IEEE 802.15.4操作的系统。如所属领域的技术人员已知的，IEEE 802.15.4是定义低速率无线个域网(LR-WPAN)的操作的技术标准。它专注于装置之间的低成本、低速的普遍存在的通信。它可以与例如

等提供更多带宽并需要更多功率的其它无线标准形成对比。IEEE 802.15.4是针对无线HART、RF4CE、MiWi、ISA 100.11a和6LoWPAN的基础。通常，越可以更准确地估计样本定时误差(并且因此校正)，所接收信号的功率就可以越低。通常在接收器性能与接收器的复杂性之间存在折衷。因此，尤其在这些类型的系统中，理想的是，以简单但准确的方式执行符号定时同步。

下面描述的实施例仅作为实例提供，并且不限制解决已知O-QPSK接收器的任何或所有缺点和/或执行对O-QPSK调制信号的符号定时同步的已知方法的实现方式。

发明内容

提供本发明内容是为了介绍将在以下详细描述中进一步描述的一些概念。本发明内容不旨在标识所要求保护的主题的关键特征或必要特征，也不旨在用于限制所要求保护的主题的范围。

本文中描述了用于估计偏置正交相移键控(O-QPSK)调制信号的符号定时误差的方法和系统。所述方法包含：接收表示O-QPSK调制信号的多个复杂样本，其中在按时对所述O-QPSK调制信号采样的情况下，所述多个样本中的每一个基本上不具有虚分量；针对每个样本生成提早误差度量和延后误差度量，所述提早误差度量基于所述样本的所述虚分量和前一个样本的实分量的正负号，并且所述延后误差度量基于所述样本的所述虚分量和下一个样本的实分量的正负号；基于所述多个样本的所述提早误差度量生成组合的提早误差度量；基于所述多个样本的所述延后误差度量生成组合的延后度量；以及基于所述组合的提早误差度量和所述组合的延后误差度量生成所述符号定时误差的估计值。

第一方面提供一种估计偏置正交相移键控“O-QPSK”调制信号的符号定时误差的由计算机实现的方法，所述方法包括：接收表示所述O-QPSK调制信号的复杂样本集，其中在按时对所述O-QPSK调制信号采样的情况下，所述复杂样本集中的每个样本基本上不具有虚分量；针对所述复杂样本集中的每个样本生成提早误差度量和延后误差度量，所述提早误差度量基于所述样本的所述虚分量和前一个样本的实分量的正负号，并且所述延后误差度量基于所述样本的所述虚分量和下一个样本的实分量的正负号；基于所述复杂样本集中的所述样本的所述提早误差度量生成组合的提早误差度量；基于所述复杂样本集中的所述样本的所述延后误差度量生成组合的延后误差度量；以及基于所述组合的提早误差度量和所述组合的延后误差度量生成所述符号定时误差的估计值。

第二方面提供一种偏置正交相移键控“O-QPSK”符号定时估计系统，其包括：提早误差度量生成器，其被配置成针对表示O-QPSK调制信号的复杂样本集中的每个样本生成提早误差度量，其中当按时对所述O-QPSK调制信号采样时，所述复杂样本集中的每个样本基本上不包括虚分量，所述延后误差度量基于所述样本的虚分量和前一个样本的实分量的正负号；延后误差度量生成器，其被配置成针对所述复杂样本集中的每个样本生成延后误差度量，所述延后误差度量基于所述样本的虚分量和下一个样本的实分量的正负号；提早误差度量组合模块，其被配置成基于所述复杂样本集中的所述样本的所述提早误差度量生成组合的提早误差度量；延后误差度量组合模块，其被配置成基于所述复杂样本集中的所述样本的所述延后误差度量生成组合的误差度量；以及样本定时误差估计模块，其被配置成基于所述组合的提早误差度量和所述组合的延后误差度量估计样本定时误差。

第三方面提供一种偏置正交相移键控“O-QPSK”接收器，其包括根据第二方面的O-QPSK符号定时估计系统；以及相位旋转器，所述相位旋转器被配置成：接收表示所述O-QPSK调制信号的初始复杂样本集，其中当按时对所述O-QPSK调制信号采样时，所述初始复杂样本集中的一个或多个所述复杂样本基本上不包括实分量；以及通过旋转所述初始复杂样本集中的所述一个或多个复杂样本而根据所述初始复杂样本集生成所述复杂样本集，使得当按时对所述O-QPSK调制信号采样时，所述一个或多个复杂样本基本上不具有复杂分量。

本文中描述的O-QPSK符号定时估计系统和O-QPSK接收器可以在集成电路上以硬件体现。可以提供一种在集成电路制造系统处制造本文中描述的O-QPSK定时误差系统和O-QPSK接收器的方法。可以提供一种集成电路定义数据集，其在集成电路制造系统中处理时配置所述系统以制造本文中描述的O-QPSK符号定时估计系统和O-QPSK接收器。可以提供一种非暂时性计算机可读存储介质，在其上存储有本文中描述的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的计算机可读描述，所述计算机可读描述当在集成电路制造系统中处理时使所述集成电路制造系统制造体现O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的集成电路。

可以提供一种集成电路制造系统，其包括：非暂时性计算机可读存储介质，在其上存储有本文中描述的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的计算机可读描述；布局处理系统，其被配置成处理所述计算机可读描述以便生成体现O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的集成电路的电路布局描述；以及集成电路生成系统，其被配置成根据所述电路布局描述制造符号定时估计系统或O-QPSK接收器。

可以提供用于执行如本文中描述的方法的计算机程序代码。可以提供其上存储有计算机可读指令的非暂时性计算机可读存储介质，所述计算机可读指令当在计算机系统处执行时使所述计算机系统执行如本文中描述的方法。

上述特征可以根据需要组合，如所属领域的技术人员将显而易见的，并且可以与本文中描述的实例的任何方面组合。

附图说明

现在将参考附图详细描述实例，在附图中：

图1是示范O-QPSK调制器的框图；

图2是示出示范位流的示范同相和正交分量方波形的示意图；

图3是示出图2的同相和正交分量方波形的示范脉冲塑形型式的示意图；

图4是示范O-QPSK接收器的框图；

图5是示出O-QPSK星座图的示意图；

图6是示出O-QPSK符号的延后采样的示意图；

图7是示出O-QPSK符号的提早采样的示意图；

图8是在重采样器之后包括相位旋转器的示范O-QPSK解调器的一部分的框图；

图9是用于根据二进制位流生成IEEE 802.15.4顺应性信号的系统的框图；

图10是用于估计O-QPSK调制信号的符号定时误差的示范方法的流程图；

图11是示出针对示范O-QPSK符号流的图10的示范施加方法的示意图；

图12是根据图10的方法用于估计O-QPSK调制信号的符号定时误差的示范符号定时误差估计系统的框图；以及

图13是用于生成体现本文中描述的O-QPSK定时误差估计系统或O-QPSK接收器的集成电路的示范集成电路制造系统的框图。

附图示出各种实例。所属领域的技术人员将了解，附图中示出的元件边界(例如，框、框的群组，或其它形状)表示边界的一个实例。在一些实例中，可以将一个元件设计为多个元件，或者可以将多个元件设计为一个元件。在适当时，贯穿附图使用共同附图标记来指示相似特征。

具体实施方式

借助于实例呈现以下描述以使得所属领域的技术人员能够实施和使用本发明。本发明不限于本文中描述的实施例，并且对所公开的实施例的各种修改对于所属领域的技术人员而言将是显而易见的。仅借助于实例描述实施例。

本文中描述用于测量和跟踪O-QPSK调制信号中的接收符号的定时的O-QPSK符号定时估计系统和方法，其中通过以下方式来生成估计的定时误差：接收表示所接收O-QPSK调制信号的多个复杂样本，在按时对O-QPSK调制信号采样的情况下，所述多个复杂样本基本上不具有虚分量；针对每个样本生成提早误差度量和延后误差度量，提早误差度量基于样本的虚分量和前一个样本的实分量的正负号，并且延后度量基于样本的虚分量和下一个样本的实分量的正负号；基于所述多个样本的提早误差度量生成组合的提早误差度量；基于多个样本的延后误差度量生成组合的延后度量；以及基于组合的提早误差度量和组合的延后度量生成误差的估计值。这种方法已经证明能准确地测量和跟踪所接收符号的定时，并且能够在硬件中有效地实现。

当表示所接收O-QPSK调制信号的基带型式的同相和正交信号在所述同相和正交信号的峰值处采样时，称为将它们“按时”采样(即，在图3中标记为306的情况下)。在图3中可以看出，当按时对同相和正交信号302、304采样时，偶数样本将在同相分量中具有峰值，而奇数样本将在正交分量中具有峰值。在图3中还可以看出，在同相分量具有峰值时，正交分量为零。类似地，当正交分量具有峰值时，同相分量为零。因此，当按时对同相和正交信号采样时，偶数样本将全部为实，而奇数样本将全部为虚。

这在图5所示的O-QPSK星座图500中示出。具体地，星座图500示出了在O-QPSK中，信息作为各自表示1位数据的四个符号502、504、506、508中的一个被传输。每个符号被编码为载波的不同相移。具体地，在0度相移处的偶数符号被解释为‘1’，且在180度相移处的偶数符号被解释为‘0’。类似地，在90度相移处的奇数符号被解释为‘0’，且在270度相移处的奇数符号被解释为‘1’。虚线箭头指示有效的符号转变。

因此，当符号定时中存在误差时，其将显示为偶数样本中的虚分量且显示为奇数样本中的实分量。在图6的星座图600中示出对符号序列1(偶数)-1(奇数)-0(偶数)进行延后采样的实例。在图6中可以看出，如果延后(例如，在点602处)对与1(偶数)相对应的样本进行采样，则将存在正实分量RE.1和正虚分量IM.1，而不是仅有实分量。类似地，如果延后(例如，在点604处)对与1(奇数)相对应的样本进行采样，则将存在正虚分量IM.2和负实分量RE.2，而不是仅有虚分量。在图7的星座图700中示出对符号序列1(偶数)-1(奇数)-0(偶数)进行提早采样的实例，其中第一符号前面是0(奇数)。在图7中可以看出，如果提早(例如，在点702处)对第一符号1(偶数)进行采样，则将存在正实分量RE.3和负虚分量IM.3，而不是仅有实分量。类似地，如果提早(例如，在点704处)对第二符号1(奇数)进行采样，则将存在正实分量RE.4和正虚分量IM.4，而不是仅有虚分量。

然而，可以通过将相移施加到奇数样本以使它们位于实轴上(当按时对其采样时)来简化O-QPSK接收器。现在参考图8，其示出在重采样电路804之后包括相位转换器802的O-QPSK接收器800的一部分。如上所述，重采样电路804从RF前端电路(例如，RF前端电路404)接收IQ样本，并对所述IQ样本重采样以供基带电路处理。通常，RF前端电路以高于O-QPSK符号速率的固定样本速率对表示所接收RF信号的同相和正交信号进行采样。然后，重采样电路804以O-QPSK符号速率对所接收IQ样本进行采样。

相位旋转器802被配置成将相位旋转施加到奇数样本，以便将它们放置在实轴上(当按时采样时)。在一些情况下，相位旋转器802可以被配置成将±90度相移施加到仅奇数样本。在其它情况下，相位旋转器802可以被配置成将(k mod 4)*90度相位旋转施加到每个样本，其中k是样本数。这导致偶数样本旋转0度或180度，使得它们保持在实轴上，且奇数样本旋转90度或270度，使得将位于实轴上，如表1所示。在一些情况下，相比于将相位旋转施加到仅奇数样本的相位旋转器，在硬件中实现将相位旋转施加到每一个样本的相位旋转器可能更简单。所属领域的技术人员将显而易见，这仅仅是实例，且相位旋转器802可以另一方式实现。

表1

k mod 4	相移
		0	0度
1	90度
		2	180度
3	270度

接着将相位旋转样本y(n)提供到：检测器808，以根据相位旋转样本估计所传输O-QPSK符号；以及符号定时估计系统806，以确定是按时、提早还是延后对所述符号进行采样。一旦已经旋转奇数分量使其位于实轴上(当按时采样时)，符号定时中的误差就将在任何样本中自身显示为虚分量。然后，可以通过将虚分量的正负号与前一个和下一个样本的实分量的正负号进行比较来确定误差的方向。

具体地，如果第k个未旋转样本x(k)是延后的，则它会拾取下一个符号的部分，因此样本x(k)的误差分量(即偶数样本的虚分量和奇数样本的实分量)的正负号将与下一个样本x(k+1)的非误差分量(即偶数样本的实分量和奇数样本的虚分量)的正负号匹配。例如，如图6所示，如果x(k)是1(偶数)且x(k+1)是1(奇数)且x(k)为延后采样(例如，在点602处)，则x(k)的误差分量(虚分量IM.1)将为正，因为x(k+1)的非误差分量(虚分量IM.2)为正。

如果未旋转样本x(k)的误差分量的正负号与下一个未旋转样本x(k+1)的非误差分量的正负号匹配，则在根据参考表1描述的方法旋转样本之后，对应的旋转样本y(k)的误差分量(即虚分量)的正负号与下一个旋转样本y(k+1)的非误差分量(即实分量)的正负号也将匹配。因此，当采样为延后时，对于所有k，根据等式(1)计算的误差度量eLate(k)将为正：

eLate(k)＝正负号(实(y(k+1))*虚(y(k)) (1)

相反，如果第k个未旋转样本x(k)为提早的，则它会包含前一个符号的部分，因此样本x(k)的误差分量(即偶数样本的虚分量和奇数样本的实分量)的正负号将与前一个样本x(k-1)的非误差分量(即偶数样本的实分量和奇数样本的虚分量)的正负号匹配。例如，如图7所示，如果x(k)是1(偶数)且x(k-1)是0(奇数)且x(k)为提早采样(例如，在点702处)，则x(k)的误差分量(虚分量IM.3)将为负，因为x(k-1)的非误差分量(虚分量)为负。

如果未旋转样本x(k)的误差分量的正负号与前一个未旋转样本x(k-1)的非误差分量的正负号匹配，则在根据参考表1描述的方法旋转样本之后，对应的旋转样本y(k)的误差分量(即虚分量)的正负号将不与下一个旋转样本y(k)的非误差分量(即实分量)的正负号匹配。因此，当采样为提早时，对于任何k，根据等式(2)计算的提早误差度量eEarly(k)将为正：

eEarly(k)＝正负号(实(y(k-1))*-虚(y(k)) (2)

然而，基于eEarly(k)和eLate(k)的比较的瞬时误差度量e(k)，例如等式(3)中所示，将不提供对采样误差方向(即，采样是提早还是延后)的防误操作指示。

e(k)＝abs(eEarly(k)-eLate(k)) (3)

这是因为当采样延后时，提早误差度量eEarly可以为正或负，并且当采样提早时，延后度量eLate可以为正或负。具体地，当未旋转样本x(k-1)和x(k+1)的非误差分量(即偶数样本的实分量和奇数样本的虚分量)的正负号不同时，x(k)的误差分量(即偶数样本的虚分量和奇数样本的实分量)的正负号将仅匹配其中的一个，因此提早度量eEarly(k)和延后度量eLate(k)中的仅一个将为正。当从x(k-1)至x(k)的路径在星座图上与从x(k)至x(k+1)的路径处于相同方向(即，顺时针或逆时针)时，会发生这种情况。相比之下，当x(k-1)和x(k+1)的非误差分量(即偶数样本的实分量和奇数样本的虚分量)的正负号相同时，x(k)的误差分量的正负号将匹配这两者，因此提早度量eEarly(k)和延后度量eLate(k)将均为正。当从x(k-1)至x(k)的路径在星座图上与从x(k)至x(k+1)的路径处于不同方向(即，顺时针或逆时针)时，会发生这种情况。

因此，在一些情况下(即，当x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号不同时)，等式(3)的瞬时误差度量e(k)将提供有用信息，即，当采样延后时其将为负，并且当采样提早时其将为正，并且幅值指示误差的量。然而，在其它情况下(即，当x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号相同时)，等式(3)的瞬时误差度量e(k)将不提供任何有用信息，因为其将为零。

然而，如果事先已知对于每一X个数目的符号，存在其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号将匹配的至少一个样本x(k)，并且存在其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号将不匹配的至少一个样本x(k)，则可以通过以下方式生成准确误差度量：如等式(4)中所示的累积X个样本的提早误差度量eEarly(k)以生成累积的提早误差度量eEarlyaccum；如等式(5)中所示累积X个样本的延后误差度量以生成累积的延后误差度量eLateaccum；以及在累积的提早误差度量eEarlyaccum大于累积的延后误差度量eLateaccum时确定采样是提早的，并在累积的延后误差度量eLateaccum大于累积的提早误差度量eEarlyaccum时确定采样是延后的，其中X是大于或等于2的整数。

这将提供采样误差方向的准确估计，因为在采样为提早的情况下每一个提早误差度量eEarly(k)将为正，因此将X中的每个样本x(k)的提早误差度量求和将产生较大的数。对于延后误差度量，因为在X个样本的集中存在至少一个样本x(k)，其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号匹配，并且在X个样本的集中存在至少一个样本x(k)，其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号不匹配，所以延后误差度量eLate(k)中的至少一个将为正，且延后误差度量eLate(k)中的至少一个将为负。这意味着假设每个样本的误差幅值大致相同，则延后误差度量将合计为比提早误差度量更小的值。

类似地，如果采样延后，则每一个延后误差度量eLate(k)将为正，因此将X中的每个样本y(k)的延后误差度量求和将产生较大的数。对于提早误差度量，因为在X个样本的集中存在至少一个样本x(k)，其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号匹配，并且在X个样本的集中存在至少一个样本y(k)，其中y(k-1)和y(k+1)的非误差分量的正负号不匹配，所以提早误差度量eEarly(k)中的至少一个将为正，且提早误差度量eEarly(k)中的至少一个将为负。这意味着假设每个样本的误差幅值大致相同，则提早误差度量将合计为比延后误差度量更小的值。

可以根据累积的提早误差度量和累积的延后误差度量确定采样定时误差的正负号和幅值。例如，在累积的提早误差度量大于累积的延后误差度量的情况下，样本定时是提早的。相比之下，在累积的延后误差度量大于累积的提早误差度量的情况下，样本定时是延后的。在一些情况下，定时误差的幅值可以被确定为两个累积的度量之间的差。在其它情况下，定时误差的幅值可以被确定为两个累积的度量中的较大者。

在一些情况下，可以确定累积的误差度量之间的差，例如，如等式(6)中所示，并且可以基于累积的误差度量之间的差是为负还是为正来确定采样误差的方向。

eaccum＝abs(eEarlyaccum)-abs(eLateaccum) (6)

事先已知对于每一预定符号数X，存在至少一个样本x(k)，其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号相同，并且存在至少一个样本x(k)，其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号不同，如上所述的系统的实例是符合IEEE 802.15.4标准的系统。图9示出用于根据数据流生成IEEE 802.15.4信号的示范系统900。将待传输的数据流划分(经由转换器902)成4位符号(即，将二进制流分组成4位的块)。然后，将每个四位符号(经由转换器904)转换成32码片的序列。接着将32码片序列提供到O-QPSK调节器906，例如图1的O-QPSK调制器100，其中使用所述O-QPSK调制器来调制载波信号。每个32位码片是准正交伪噪声码(PN码)。如所属领域的技术人员已知，PN码具有类似于随机位序列但确定地生成的频谱。基于此目的，已知对于32位的任何序列(其与32个O-QPSK符号相关)，存在至少一个样本x(k)，其中x(k-1)和y(k+1)的非误差分量的正负号相同，并且存在至少一个样本x(k)，其中x(k-1)和x(k+1)的非误差分量的正负号不同。因此，对于IEEE 802.15.4，X＝32或其任何倍数。

虽然对于每个样本周期一个样本可以生成提早和延后误差度量，但是这可能需要在每个周期处理三个样本，即，y(k-1)、y(k)和y(k+1)。申请人已认识到，通过在每个样本周期计算当前样本的提早误差度量和前一个样本的延后误差度量，可以在硬件中更有效地实现提早和延后误差度量的计算。以此方式，每个周期仅处理两个样本，即在当前周期中接收到的样本和在前一个周期中接收到的样本，但是对于X个样本，将计算X个提早和延后度量。在这些情况下，可以根据等式(1)来计算每个周期eLate，其中k是当前样本并且eEarly可以如等式(7)中所示的计算：

eEarly(k)＝正负号(实(y(k))*-虚(y(k+1)) (7)

下文关于图12描述用于实施本文中描述的符号误差估计技术的示范系统，其中在每个样本周期，计算前一个样本的延后误差度量eLate并且计算当前样本的提早误差度量eEarly。

现在参考图10，其示出根据上文描述的技术估计O-QPSK信号的符号定时误差(或采样定时误差)的示范方法1000，所述方法可以由O-QPSK解调器或O-QPSK接收器中的O-QPSK符号定时估计系统实现。方法1000在框1002处开始，其中符号定时估计系统接收表示O-QPSK调制信号的多个复杂样本(例如，IQ样本)，所述复杂样本当被按时采样时基本上不具有虚分量。换句话说，符号定时估计系统接收在奇数样本已旋转(例如，经由相位旋转器，例如上文相对于图8所描述的相位旋转器802)至位于实轴上(当被按时采样时)之后表示O-QPSK信号的复杂样本集(例如，IQ样本)。接着，方法1000前进到框1004。

在框1004处，符号定时估计系统针对多个样本中的每个样本生成提早误差度量和延后误差度量。提早误差度量基于前一个样本的实分量的正负号和所述样本的虚分量。在一些情况下，可以根据等式(2)或等式(7)生成提早误差度量。延后误差度量基于下一个样本的实分量的正负号和所述样本的虚分量。在一些情况下，可以根据等式(1)生成延后误差度量。接着，方法1000前进到框1006。

在框1006处，符号定时估计系统根据多个样本中的每个样本的提早误差度量生成组合的提早误差度量。在一些情况下，通过根据等式(4)对多个样本的提早误差度量求和来生成组合的提早误差度量。然而，可以另一合适的方式组合多个样本的提早误差度量。如上所述，当样本定时提早时，则多个样本的提早误差度量将具有相同的正负号；并且当样本定时延后时，多个样本的提早误差度量中的至少两个将具有不同的正负号。方法1000前进到框1008。

在框1008处，符号定时估计系统根据多个样本中的每个样本的延后误差度量生成组合的延后误差度量。在一些情况下，通过根据等式(5)对多个样本的延后误差度量求和来生成组合的延后误差度量。然而，可以另一合适的方式组合多个样本的延后误差度量。如上所述，当样本定时延后时，则多个样本的延后度量将全部为正；并且当样本定时提早时，多个样本的延后误差度量中的至少两个将具有不同的正负号。方法1000前进到框1010。

在框1010处，符号定时估计系统基于组合的提早误差度量和组合的延后误差度量来生成符号定时误差的估计值。如上所述，在通过分别对提早误差度量和延后误差度量求和而生成组合的提早误差度量和延后误差度量的情况下，当样本定时提早时，组合的提早误差度量将大于组合的延后误差度量，并且当样本定时延后时，组合的延后误差度量将大于组合的提早误差度量。因此，在这些情况下，符号定时估计系统可以通过计算组合的提早和延后误差度量的绝对值(例如，根据等式(6))之间的差来估计误差。差的正负号指示误差的方向，例如，当使用等式(6)时，正差指示样本定时提早，且负差指示样本定时延后，并且差的幅值指示误差的幅值。

接着，符号定时估计系统可以被配置成基于估计误差生成信号，以使得另一部件，例如重采样器，能基于估计的误差调节样本定时。例如，在估计样本定时为提早的情况下，符号定时估计系统可以被配置成生成信号，所述信号使重采样器延缓或延迟样本定时。类似地，在估计样本定时延后的情况下，符号定时估计系统可以被配置成生成信号，所述信号使重采样器缩短样本定时。

在一些情况下，符号定时估计系统可以被配置成每个样本周期接收一个样本，并且可以被配置成通过在每个样本周期计算当前样本的提早误差度量和前一个样本的延后误差度量来计算提早和延后误差度量。这可以涉及存储一个额外周期的所接收样本，使得其可以在后续周期中用来执行提早和延后误差计算。如上所述，这意味着符号定时估计系统在每个样本周期只能处理两个样本。

现在参考图11，其示出将图10的方法示例性地施加到表示O-QPSK调制信号的示范复杂样本集。在此实例中，X＝8。用于调制O-QPSK信号的原始数据流是{11011001}。如果第一位是“偶数”，则这形成O-QPSK符号{1,0+j,-1,0+j,1,0-j,-1,-1,0+j}。如果同相和正交分量以一定的量延后采样，则从重采样器输出的I/Q样本将为{1+aj,-a+j,-1+aj,a+j,1-aj,-a-j,-1+aj,a+j}。如果这些符号根据表1中阐述的方法旋转，则由相位旋转器输出并在符号定时估计系统处接收的旋转样本为{1+aj,1+aj,1-aj,-1+aj,1-aj,-1+aj,1-aj,-1+aj}。如果根据等式(1)针对每个样本生成延后误差度量，则所有样本的延后误差度量等于a，因为对于所有样本，虚分量的正负号等于下一个样本的实部分的正负号(这是在样本延后时预期的情况)。如果根据等式(5)生成组合的延后误差度量，则组合的延后误差度量等于8a，因为各个延后误差度量均为正。如果根据等式(2)针对每个样本生成提早误差度量，则对于除样本2之外的所有样本，提早误差度量等于-a，因为任一侧上的样本的非误差分量的正负号相同。如果根据等式(4)生成组合的提早误差度量，则组合的提早误差度量等于-6a，因为提早误差度量中的7个为负，并且提早误差度量中的一个为正。可以看出，组合的延后误差度量大于组合的提早误差度量表示采样延后，这是正确的。

现在参考图12，其示出被配置成根据图10的方法1000估计符号定时误差的示范符号定时估计系统1200。系统1200被配置成在每个周期接收一个样本，并在每个周期计算所述样本的提早误差度量以及前一个样本的延后误差度量，组合X个样本和X个样本之后的提早误差度量和延后误差度量，以确定组合的提早和延后误差度量之间的差。

系统1200包括延迟块1202，所述延迟块在每个周期接收当前样本，并且在下一个周期中输出样本。因此，在每个周期，延迟块1202输出前一个样本。

系统1200还包括提早误差度量生成器1204，其被配置成基于当前样本和前一个样本生成针对当前样本的提早误差度量。在图12的实例中，提早误差度量生成器1204被配置成根据等式(7)计算当前样本的提早误差度量。具体地，提早误差度量生成器1204包括虚数选择部件1206、实数选择部件1208、正负号选择部件1210和乘法器1212。虚数选择部件1206接收当前样本并输出其虚分量。实数选择部件1208接收前一个样本并输出其实分量。正负号选择部件1210接收前一个样本的实分量并输出前一个样本的实分量的正负号。乘法器1212将当前样本的虚分量乘以前一个样本的实分量的正负号以生成提早误差度量。

系统1200还包括延后误差度量生成器1214，其被配置成基于当前样本和前一个样本生成前一个样本的延后误差度量。在图12的实例中，延后误差度量生成器1214被配置成根据等式(1)计算前一个样本的延后误差度量。具体地，延后误差度量生成器1214包括虚数选择部件1216、实数选择部件1218、正负号选择部件1220和乘法器1222。虚数选择部件1216接收前一个样本并输出其虚分量。实数选择部件1218接收当前样本并输出其实分量。正负号选择部件1220接收当前样本的实分量并输出当前样本的实分量的正负号。乘法器1222将前一个样本的虚分量乘以当前样本的实分量的正负号以生成延后误差度量。

系统1200还包括提早误差度量组合模块1224和延后误差度量组合模块1226，其被配置成累积由提早和延后误差度量发生器1204和1214生成的延后和提早误差度量。在X个样本之后，输出累积值并将其传递到样本定时误差估计模块1227，所述样本定时误差估计模块根据所述累积值计算样本定时误差的估计值。在此实例中，样本定时误差估计模块1227包括输出所接收累积值的绝对值的绝对值模块1228和1230，以及生成绝对值之间的差的减法模块1232。

图1、4、8、9、12中所示的部件示出为包括许多功能块。这仅是示意图，并不旨在定义此类实体的不同逻辑元件之间的严格划分。可以以任何合适的方式提供每个功能块。应理解，本文中描述的由部件形成的中间值不需要由部件在任何时间点物理地生成，并且可以仅仅表示方便地描述由部件在其输入与输出之间执行的处理的逻辑值。

本文中描述的O-QPSK符号定时估计系统和O-QPSK接收器可以在集成电路上以硬件体现。本文中描述的O-QPSK符号定时估计系统和O-QPSK接收器可以被配置成执行本文中描述的任何方法。通常，上述任何功能、方法、技术或部件可以用软件、固件、硬件(例如，固定逻辑电路)或其任何组合来实现。本文可以使用术语“模块”、“功能”、“部件”、“元件”、“单元”、“块”和“逻辑”来概括地表示软件、固件、硬件或其任何组合。在软件实现方式的情况下，模块、功能、部件、元件、单元、块或逻辑表示程序代码，所述程序代码当在处理器上执行时执行指定任务。本文中描述的算法和方法可以由执行代码的一个或多个处理器执行，所述代码使处理器执行算法/方法。计算机可读存储介质的实例包含随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、光盘、闪存、硬盘存储器以及可以使用磁性、光学和其它技术来存储指令或可由机器访问的其它数据的存储器装置。

如本文使用的术语“计算机程序代码”和“计算机可读指令”是指供处理器执行的任何种类的可执行代码，包含以机器语言、解释语言或脚本语言表示的代码。可执行代码包含二进制代码、机器代码、字节代码、定义集成电路的代码(例如硬件描述语言或网表)，以及用诸如C、Java或OpenCL之类的编程语言代码表示的代码。可执行代码可以是例如任何种类的软件、固件、脚本、模块或库，当在虚拟机或其它软件环境中被适当地执行、处理、解释、编译时，这些软件、固件、脚本、模块或库使得支持可执行代码的计算机系统的处理器执行由代码指定的任务。

处理器、计算机或计算机系统可以是任何种类的装置、机器或专用电路，或其集合或一部分，它具有处理能力使得可以执行指令。处理器可以是任何种类的通用或专用处理器，例如CPU、GPU、片上系统、状态机、媒体处理器、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑阵列、现场可编程门阵列(FPGA)等。计算机或计算机系统可以包括一个或多个处理器。

本发明还旨在包括定义如本文中描述的硬件配置的软件，例如HDL(硬件描述语言)软件，用于设计集成电路或用于配置可编程码片以执行所需功能。也就是说，可以提供一种计算机可读存储介质，其上编码有呈集成电路定义数据集形式的计算机可读程序代码，当在集成电路制造系统中处理时，所述集成电路定义数据集将系统配置为制造被配置成执行本文中描述的任何方法的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器，或者制造包括本文中描述的任何装置的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器。集成电路定义数据集可以是例如集成电路描述。

因此，可以提供一种在集成电路制造系统处制造如本文中描述的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的方法。此外，可以提供集成电路定义数据集，当在集成电路制造系统中处理时，所述集成电路定义数据集使得执行制造O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的方法。

集成电路定义数据集可以呈计算机代码的形式，例如作为网表，用于配置可编程码片的代码，作为定义适合于在集成电路中以任何级别制造的硬件的硬件描述语言，包含作为寄存器传输级(RTL)代码，作为高级电路表示法(诸如Verilog或VHDL)，以及作为低级电路表示法(诸如OASIS(RTM)和GDSII)。在逻辑上定义适合于在集成电路中制造的硬件的更高级表示法(诸如RTL)可以在计算机系统上处理，所述计算机系统被配置用于在软件环境的上下文中生成集成电路的制造定义，所述软件环境包括电路元件的定义和用于组合这些元件以生成由所述表示法定义的集成电路的制造定义的规则。如通常软件在计算机系统上执行以便定义机器的情况一样，可能需要一个或多个中间用户步骤(例如，提供命令、变量等)，以便将计算机系统配置为用于生成集成电路的制造定义，以执行定义集成电路的代码，从而生成所述集成电路的制造定义。

现在将关于图13描述在集成电路制造系统处处理集成电路定义数据集以便将所述系统配置为制造O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的实例。

图13示出集成电路(IC)制造系统1302的实例，所述集成电路制造系统被配置成制造如本文任何实例中描述的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器。具体地，IC制造系统1302包括布局处理系统1304和集成电路生成系统1306。IC制造系统1302被配置成接收IC定义数据集(例如，定义如本文任何实例中描述的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器)、处理IC定义数据集以及根据IC定义数据集来生成IC(例如，其体现如本文任何实例中描述的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器)。通过对IC定义数据集的处理，将IC制造系统1302配置为制造体现如本文任何实例中描述的O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器的集成电路。

布局处理系统1304被配置成接收和处理IC定义数据集以确定电路布局。根据IC定义数据集来确定电路布局的方法在本领域是已知的，并且例如可以涉及合成RTL代码以确定要生成的电路的门级表示，例如，就逻辑部件而言(例如，NAND、NOR、AND、OR、MUX和FLIP-FLOP部件)。通过确定逻辑部件的位置信息，可以根据电路的门级表示来确定电路布局。这可以自动完成或者在用户参与下完成，以优化电路布局。当布局处理系统1304已确定电路布局时，它可以将电路布局定义输出到IC生成系统1306。电路布局定义可以是例如电路布局描述。

如本领域已知的，IC生成系统1306根据电路布局定义来生成IC。例如，IC生成系统1306可以实现生成IC的半导体装置制造工艺，其可以涉及光刻和化学处理步骤的多步骤序列，在此期间，在由半导体材料制成的晶片上逐渐形成电子电路。电路布局定义可以呈掩模的形式，其可以在光刻工艺中用于根据电路定义来生成IC。替代性地，提供给IC生成系统1306的电路布局定义可以呈计算机可读代码的形式，IC生成系统1306可以使用所述计算机可读代码来形成用于生成IC的合适掩模。

由IC制造系统1302执行的不同过程可以全部在一个位置例如由一方来实现。替代性地，IC制造系统1302可以是分布式系统，使得一些过程可以在不同位置执行，并且可以由不同的方来执行。例如，以下各阶段中的一些可以在不同的位置和/或由不同的方执行：(i)合成表示IC定义数据集的RTL代码，以形成要生成的电路的门级表示，(ii)基于门级表示来生成电路布局，(iii)根据电路布局来形成掩模，以及(iv)使用掩模来制造集成电路。

在其它实例中，在集成电路制造系统处对集成电路定义数据集进行处理可以将系统配置为制造O-QPSK符号定时估计系统或O-QPSK接收器，而不用对IC定义数据集进行处理以便确定电路布局。例如，集成电路定义数据集可以定义可重新配置的处理器(例如FPGA)的配置，并且对所述数据集进行处理可以配置IC制造系统以生成具有所述定义配置的可重新配置的处理器(例如，通过将配置数据加载到FPGA)。

在一些实施例中，当在集成电路制造系统中处理时，集成电路制造定义数据集可以使集成电路制造系统生成如本文中描述的装置。例如，通过集成电路制造定义数据集，以上文关于图13描述的方式对集成电路制造系统进行配置，可以制造出如本文中描述的装置。

在一些实例中，集成电路定义数据集可以包括在由数据集定义的硬件上运行的软件，或者与由数据集定义的硬件组合运行的软件。在图13所示的实例中，IC生成系统还可以由集成电路定义数据集进一步配置，以在制造集成电路时根据在集成电路定义数据集中定义的程序代码将固件加载到所述集成电路上，或者以其它方式向集成电路提供与集成电路一起使用的程序代码。

与已知的实现方式相比，在本申请中阐述的概念在装置、设备、模块和/或系统中(以及在本文实现的方法中)的实现可以引起性能改进。性能改进可以包含计算性能提高、等待时间缩短、吞吐量增大和/或功耗降低中的一项或多项。在制造此类装置、设备、模块和系统(例如集成电路)期间，可以在性能改进与物理实现方式之间进行权衡，从而改进制造方法。例如，可以在性能改进与布局面积之间进行权衡，从而匹配已知实现方式的性能，但使用较少的硅。例如，这可以通过以串行方式重用功能块或在装置、设备、模块和/或系统的元件之间共享功能块来完成。相反，在本申请中阐述的引起装置、设备、模块和系统的物理实现方式的改进(例如硅面积减小)的概念可以针对性能提高进行权衡。例如，这可以通过在预定义面积预算内制造一个模块的多个实例来完成。

申请人据此独立地公开了本文描述的每个单独的特征以及两个或更多个此类特征的任意组合，到达的程度使得此类特征或组合能够根据所属领域的技术人员的普通常识基于本说明书整体来执行，而不管此类特征或特征的组合是否解决本文公开的任何问题。鉴于前面的描述，对所属领域的技术人员将显而易见的是，可以在本发明的范围内进行各种修改。