阅读说明：本技术 Oqam/ofdm中的时频偏联合估计方法 (Time-frequency offset joint estimation method in OQAM/OFDM ) 是由 陈西宏 刘永进 刘赞 赵宇 谢泽东 张爽 于 2019-10-18 设计创作，主要内容包括：本发明提出了一种用于OQAM/OFDM系统的联合时频偏估计的方法,主要包括以下步骤：在将接收端的接收信号进行分段处理,检测其中具有共轭对称性的区域；计算统计量并与阈值进行比较；选择合适表达式对时偏进行估计；利用导频共轭对称性对频偏进行估计。本发明所提出的时频偏估计方法能够降低系统复杂度,节约频谱资源,实现较好的时频偏估计性能。(The invention provides a method for estimating joint time-frequency offset of an OQAM/OFDM system, which mainly comprises the following steps: carrying out segmentation processing on a received signal at a receiving end, and detecting a region with conjugate symmetry; calculating statistics and comparing with a threshold value; selecting a proper expression to estimate the time offset; and estimating the frequency offset by using the pilot frequency conjugate symmetry. The time frequency offset estimation method provided by the invention can reduce the complexity of the system, save frequency spectrum resources and realize better time frequency offset estimation performance.)

OQAM/OFDM中的时频偏联合估计方法

技术领域

本发明涉及通信和信息处理技术，具体涉及一种OFDM/OQAM时频偏联合估计方法。

背景技术

OQAM/OFDM相比于传统的OFDM的技术，采用了时频聚焦性能良好的原型滤波器，可以不用添加循环前缀而获得良好抵抗符号间和载波间干扰的性能。这种特点使得OQAM/OFDM技术拥有更高的频谱利用效率，成为未来移动通信的主要候选技术之一。

OQAM/OFDM系统的结构组成和工作过程如图1所示，主要包括以下步骤：

发射端将传输数据比特进行OQAM调制，在数据块相应位置添加已知的导频符号或序列用于信道估计，通过IFFT模块将频域符号转化为时域信号，最后通过综合滤波器成形后叠加并发送出去。

接收端的处理过程与发送端相反，首先将接收到的信号经过分析滤波器组，再通过FFT得到频域符号，还需要利用导频符号或序列提取信道信息，消除时频偏带来的影响，最后经过OQAM解调得到原始的数据。

可以看出，时频偏估计是OQAM/OFDM系统实现可靠传输的关键步骤，但是由于原型滤波器的实数域正交特性，无线衰落信道会使得OQAM/OFDM符号会在虚数域不可避免地受到相邻符号和子载波的干扰，这种干扰使得传统OFDM系统的信道估计方法不再适用。

目前，针对OQAM/OFDM系统的时频偏估计方法主要有基于导频的估计方法和盲估计方法两种方法。

前者根据信道的相干带宽和相干时间将导频符号按照一定规律散布在时频格点上，在接收端通过计算导频符号的互相关函数，得到时偏移估和粗频偏估计，然后利用导频进行精频偏估计，得到完整的时频偏估计。这种方法能够利用导频符号，系统的复杂度较低。但是采用这种方法时，对于频偏的估计需要两步才能实现，估计的结果受导频结构的影响。同时，导频的存在会降低系统的频谱效率。如何提高频谱效率是基于导频的时频偏估计方法需要深入研究的问题。

后者则是根据传输符号的自身特性，比如循环对称性、共轭对称性等对时频偏进行估计，这样就使得系统在传输数据时，不需要增加其他符号，这样就可以充分利用频谱，达到提高频谱效率的目的。但是这种方法需要对系统的特性函数进行推导证明，将时偏与频偏作为其中的参数。系统特性函数的推导证明比较复杂，使得盲时频偏估计复杂度较高。

可以看出，以往提出的信道估计方法都有相应的不足之处：基于导频的方式依赖导频结构且频谱效率低，基于盲估计的方法复杂度较高。因此，需要寻求兼顾频谱资源消耗和复杂度的信道估计方法。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提出一种OQAM/OFDM中的时频偏联合估计方法，包括下列步骤：

步骤1：对N_b个传输符号进行分段；a、b和c分别代表与区域a^*、b^*和c^*共轭对称的区域，c代表不会被用到的区域，×代表不具有共轭对称性的区域；

步骤2：定义第一M维矩阵

的第m行第n列为

m∈{0，1，…，M-1}，n∈{0，1，…，N}，N为矩阵列数，其中R、I分别为实部和虚部角标；定义第二M维矩阵

的第m行第n′列

的表达式为

其中j是虚数单位，m′，n为

的行数和列数，则

其中IDFT[·]为离散傅里叶逆变换，w为M维向量，第m项为w_m＝j^m；

步骤3：定义第三M维矩阵

的第m行第n列的表达式为

其中n′为

的列坐标，

为采样间隔，T为符号间隔，g(·)为原型滤波器函数；令

则

可以表示为

步骤4：定义M维矩阵g_n的第m行第n列

由于原型滤波器被定义在区间[0，KT)上，K为重叠因子，因此只有当n∈{0，1，…，K-1}时，矩阵g_n有意义；此时，同理可得

I为虚部角标；

步骤5：根据原型滤波器g(m)的性质和

的采样延迟，可得

其中

代表

采样的第一段，

代表

采样的第二段，以此类推；g_k，s和g_k，i分别代表g_k的第一个采样和第二个

采样；

和

分别代表

的第一个采样和第二个

采样；当k≥5时，

的结构与

结构相同；

步骤6：将系统的接收信号

看做矩阵的一个序列

检测接收信号具有共轭对称性的区域，即正负频率幅度分量是否对称，同时其相位分量正好相反；

步骤7：计算统计量

其中θ为时偏；为了消除噪声对时偏估计的影响，设置阈值ζ；

步骤8：对时偏进行估计：

其中

步骤9：接收导频信号矩阵

是由接收导频符号按接收时序组成的矩阵；假设为两个相邻的接收导频信号矩阵，则系统频偏为

本发明针对OQAM/OFDM系统，将盲估计方法与导频结合，在实现基于共轭对称性的时偏盲估计的基础上，利用共轭对称性对时偏进行估计，在此基础上，对OQAM/OFDM系统中时频偏进行联合估计，降低系统的复杂度，提升系统的频谱利用率。本发明所提方法能够同时兼顾频谱资源消耗和系统性能。

附图说明

图1示出OQAM/OFDM系统的工作原理图；

图2示出接收信号分段方法示意图；

图3示出本发明具体实施例中的时偏STO性能仿真比较示意图；

图4示出本发明具体实施例中的频偏CFO性能仿真比较示意图。

具体实施方式

下面结合附图，给出本发明的具体实施例。实施例中的参数仅仅用以解释本发明，并不影响本发明的一般性。

为了实现上述目的，首先提出了一种传输符号的分段方法，如图2所示。通过对每一段共轭对称性的证明，实现时偏估计，在此基础上，利用导频信息，和已经证明的共轭对称性，实现频偏估计。具体技术方案包括以下步骤：

步骤1：对N_b个传输符号进行分段。a，b和c分别代表与区域a^*b^*和c^*共轭对称的区域，c代表不会被用到的区域，×代表不具有共轭对称性的区域。

步骤2：定义第一M维矩阵的第m行第n列为

m∈{0，1，…，M-1}，n∈{0，1，…，N}，N为矩阵列数，其中R、I分别为实部和虚部角标；定义第二M维矩阵

的第m行第n′列

的表达式为

其中j是虚数单位，m′，n为

的行数和列数，则

其中IDFT[·]为离散傅里叶逆变换，w为M维向量，第m项为w_m＝j^m。

步骤3：定义第三M维矩阵

的第m行第n列

的表达式为

其中n′为的列坐标，

为采样间隔，T为符号间隔，g(·)为原型滤波器函数；令

则可以表示为

步骤4：定义M维矩阵g_n的第m行第n列由于原型滤波器被定义在区间[0，KT)(K为重叠因子)上，因此只有当n∈{0，1，…，K-1}时，矩阵g_n有意义；此时，同理可得

I为虚部角标；

步骤5：根据原型滤波器g(m)的性质和

的采样延迟，可得

其中

代表

采样的第一段，

代表

采样的第二段，以此类推；g_k，s和g_k，l分别代表g_k的第一个

采样和第二个

采样；和

分别代表的第一个

采样和第二个

采样；当k≥5时，

的结构与

结构相同；

步骤6：将系统的接收信号

看做矩阵的一个序列

检测接收信号具有共轭对称性的区域，即正负频率幅度分量是否对称，同时其相位分量正好相反；

步骤7：计算统计量

其中θ为时偏。为了消除噪声对时偏估计的影响，设置阈值ζ；

步骤8：对时偏进行估计：

其中

步骤9：接收导频信号矩阵

是由接收导频符号按接收时序组成的矩阵。假设

为两个相邻的接收导频信号矩阵，则系统频偏为

具体实施例

在本发明的一个实施例中，导频数量设置为1024个，信道模型为ITU-T无线信道与AWGN信道，信道的稀疏度为6，多径时延为{-3 0 3 2 4 7 11}μs，多径增益为{-6 0 -7 -22-16 -20}dB，信道长度为129，导频数量选择为40，原型滤波器选取为IOTA(α＝1，重叠因子4)。时偏τ₀波动范围为τ₀∈{3M，…，4M-1}，频偏μ₀波动范围为[-0.45，0.45]。

针对不同的信道和阈值，本发明的方法(为方便表述，仿真中用方法C表示)均方根误差(RMSE)性能在三种信道和不同阈值条件下进行了仿真，并与T.Fusco和M.Tanda在文献“Blind CFO estimation for OFDM/OQAM systems”中提出的方法(仿真中用方法A表示)，Gang Yang等在文献“Data-aided joint symbol timing and CFO estimation for OFDM/OQAM systems”中提出的方法(仿真中用方法B表示)进行对比。

图3为采用本发明设计的OQAM/OFDM系统的时偏估计在不同信道和阈值的RMSE性能对比示意图。其中，横轴表示信噪比，纵轴表示RMSE(单位为dB)。从图中可以看出，采用本发明时偏估计方法的RMSE性能在ITU-A的信道和AWGN信道中要优于ITU-B。同一信道条件下，阈值越小，时偏估计性能越好。因此，本发明所提出的方法能够提升系统时偏估计的RMSE性能。

图4为采用本发明设计的OQAM/OFDM系统的频偏估计的RMSE与T.Fusco和M.Tanda在文献“Blind CFO estimation for OFDM/OQAM systems”中提出的方法(方法A)，GangYang等在文献“Data-aided joint symbol timing and CFO estimation for OFDM/OQAMsystems”中提出的方法(方法B)进行对比对比示意图。可以看出，系统采用本发明所提方法的RMSE性能要优于另外两种方法。因此，本发明所提方法能够有效改善系统的频偏估计性能。

通过实例可以看出，采用本发明的时频偏估计方法可以明显地提高OQAM/OFDM系统的时频偏估计准确度，同时这种准确度的提升是在降低系统复杂度基础上实现的，因此本发明所提方法也能降低系统复杂度。

本发明针对OQAM/OFDM系统，将盲估计方法与导频结合，在实现基于共轭对称性的时偏盲估计的基础上，利用共轭对称性对时偏进行估计，在此基础上，对OQAM/OFDM系统中时频偏进行联合估计，降低系统的复杂度，提升系统的频谱利用率。本发明所提方法能够同时兼顾频谱资源消耗和系统性能。

以上实例仅为本发明的仿真优选实例，本发明的应用并不局限于上述实例，凡在本发明的精神和原则之内所作的修改、替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。