阅读说明：本技术 一种高增益Boost变换器 (High-gain Boost converter ) 是由 秦岭 张宇妍 周磊 韩启萌 田民 尹铭 沈家鹏 高娟 段冰莹 于 2019-09-09 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种高增益Boost变换器,包括直流电压源、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容和负载。本发明所提高增益Boost变换器的电压增益为G＝(1+D)/(1-D),可以在较低的占空比条件下实现较高的电压增益；且所有功率器件的电压应力均为(U<Sub>in</Sub>+U<Sub>o</Sub>)/2,所有电容的电压应力均为(U<Sub>o</Sub>-U<Sub>in</Sub>)/2。与传统二次型Boost变换器相比,相同工况下本发明所提高增益Boost变换器的开关管、部分二极管和电容的电压应力均得到一定程度的降低,且减少了一个二极管,因此降低了系统损耗、器件选型难度和成本,提高了变换效率,较适用于中等升压能力(电压增益G≤9)要求的应用场合,如单相UPS、直流微电网等。(The invention discloses a high-gain Boost converter which comprises a direct-current voltage source, a switching tube, a first diode, a second diode, a first inductor, a second inductor, a first capacitor, a second capacitor, a third capacitor and a load. The voltage gain of the gain Boost converter is increased to G ═ 1+ D)/(1-D), and the higher voltage gain can be realized under the condition of lower duty ratio; and all the voltage stress of the power devices is (U) in +U o ) (U2) all the capacitors have voltage stress o ‑U in )/2. Compared with the traditional quadratic Boost converter, the voltage stress of a switching tube, partial diodes and a capacitor of the improved gain Boost converter under the same working condition is reduced to a certain degree, and one diode is reduced, so that the system loss, the device model selection difficulty and the cost are reduced, the conversion efficiency is improved, and the improved gain Boost converter is more suitable for application occasions with medium Boost capacity (the voltage gain G is less than or equal to 9), such as a single-phase UPS, a direct-current microgrid and the like.)

一种高增益Boost变换器

技术领域

本申请涉及电气技术领域，尤其涉及一种高增益Boost变换器。

背景技术

随着传统化石能源的逐渐枯竭，以及环境污染和全球变暖等问题日益严重，具有资源分布广、开发潜力大、环境影响小、可持续利用等特点的新能源的开发和利用越来越受到人们的重视。目前，应用较多的新能源发电系统主要有光伏、风电、燃料电池发电等。光伏组件、燃料电池、蓄电池等模块的输出电压较低，一般为30～48V，而半桥/全桥并网逆变器所需要的输入电压通常在380/760V以上。将多个光伏电池组件或燃料电池串联，可以满足后级逆变器的输入电压要求，但是很容易因其中某个单元的失效导致整个系统无法正常工作。若新能源发电系统采用具有高升压能力的DC/DC升压变换器级联电压源型逆变器的两级式结构，则上述问题将迎刃而解。典型的升压变换器为Boost变换器。由于升压电感寄生电阻的限制，其实际升压能力非常有限(G≤5)。而且，即使能实现8倍以上的电压提升，也需要将开关管的占空比增大到0.88以上，这会导致系统效率严重下降。

为了有效提高直流变换器的电压增益，许多学者提出了多种具有高升压能力的DC/DC变换器拓扑。其中，隔离变换器或带耦合电感的升压变换器，存在体积笨重、成本高、漏感和寄生电容等问题；Boost变换器级联系统存在两级能量变换，整体效率偏低，且拓扑和稳定性设计较为复杂。而图1所示的二次型Boost变换器具有与级联Boost变换器相同的增益，且减少了开关管的数量，降低了系统的控制难度，但其二极管数量较多，且功率管和电容的电压应力均较大，增加了器件选型难度与成本。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种高增益Boost变换器。本发明提供的高增益Boost变换器可在较低占空比下实现高增益；与传统的二次型Boost变换器相比，其减少了一个二极管，且开关管和部分二极管、电容具有更低的电压应力，有利于降低损耗和节约成本。

为了实现上述目的，本发明提供了一种高增益Boost变换器，包括直流电压源、第一电感、第二电感、开关管、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容和负载，其中：

所述开关管的漏极与所述第一电感的一端、所述第一电容的阴极和所述第一二极管的阳极连接；

所述第一电容的阳极与所述第二二极管的阳极、第二电感的一端连接；

所述第二电感的另一端与所述第二电容的阴极、所述第三电容的阳极和所述第一二极管的阴极连接；

所述第二电容的阳极与所述第二二极管的阴极、所述负载的一端连接；

所述直流电压源的正极与所述第一电感的另一端、所述第三电容的阴极连接，所述直流电压源的负极与所述开关管的源极、所述负载的另一端连接；

所述第一电感和所述第二电感均工作于电流连续模式；

所述高增益Boost变换器的电压增益为G＝(1+D)/(1-D)，其中D为所述开关管的导通占空比；

进一步的，开关管为N沟道MOS管。

进一步的，所述开关管、第一二极管和第二二极管的电压应力均为(U_in+U_o)/2，其中U_in为所述高增益Boost变换器的输入电压，U_o为所述高增益Boost变换器的输出电压。

进一步的，所述第一电容、第二电容和第三电容的电压应力均为(U_in-U_o)/2。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

与传统二次型Boost变换器相比，本发明提供的高增益Boost变换器减少了一个防反二极管，因此由该二极管引起的反向恢复损耗和通态损耗得以避免；开关管和第二二极管具有较低的电压应力，因此相同输入、输出电压条件下可以采用更低价格和更低额定电压的开关管和二极管，从而减小了开关管的通态电阻和二极管的通态压降，降低了变换器的通态损耗和成本；第二电容的电压应力更低，因此在高输出电压应用场合，第二电容均可采用单个低额定电压的电容，而无需采用多个电容进行串联分压，从而显著减小了电容数量、系统体积和成本。此外，第一电容、第二电容和第三电容的电压应力相同，从而降低了器件采购的难度。本发明所提变换器较适用于中等升压能力(G≤9)要求的应用场合，如单相UPS、直流微电网等。

附图说明

图1为传统二次型Boost变换器的电路结构示意图；

图2为本发明实施例所提供的一种高增益Boost变换器的电路结构示意图；

图3为图2所示高增益Boost变换器在一个开关周期内的两个工作原理图；其中，图3(a)为高增益Boost变换器在一个开关周期内开关管导通时的工作原理图；图3(b)为高增益Boost变换器在一个开关周期内开关管关断时的工作原理图；

图4为图2所示高增益Boost变换器的电压增益曲线图；

图5为图2所示的高增益Boost变换器的仿真波形图，其中，图5(a)为开关管S驱动信号u_gs、电感电流i_L1和i_L2、输入电压u_in、输出电压u_o的仿真波形图，图5(b)为开关管S和第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的端电压仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图2，图2为本发明实施例所提供的高增益Boost变换器的电路结构示意图。该高增益Boost变换器包括直流电压源U_in、第一电感L₁、第二电感L₂、开关管S、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃和负载R，其中：开关管S的漏极与第一电感L₁的一端、第一电容C₁的阴极和第一二极管D₁的阳极连接；第一电容C₁的阳极与第二二极管D₂的阳极、第二电感L₂的一端连接；第二电感L₂的另一端与第二电容C₂的阴极、第三电容C₃的阳极和第一二极管D₁的阴极连接；第二电容C₂的阳极与第二二极管D₂的阴极和负载R的一端连接；直流电压源的正极与第一电感L₁的另一端、第三电容C₃的阴极连接，直流电压源的负极与开关管S的源极、负载R的另一端连接；其中，第一电感L₁和第二电感L₂均工作于电流连续导通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)。

本发明中，开关管S优选采用N沟道MOS管，该类开关管的通态损耗比电流控制型的开关管小。

下面按照图2的电路连接方式对本申请的高增益Boost变换器的工作过程进行说明。

开关管S的开通时间为T_on＝DT_s，其中D为占空比，T_s＝1/f_s为开关周期，f_s为开关频率。L₁为第一电感的电感量，L₂为第二电感的电感量；C₁为第一电容的电容量，C₂为第二电容的电容量，C₃为第三电容的电容量。

具体地，图2所示的高增益Boost变换器根据开关管S的导通和关断分为两种工作状态，下面结合图3(a)和图3(b)对本发明提供的高增益Boost变换器的工作原理进行介绍，其中，图3(a)为图2所示高增益Boost变换器在开关管S导通时的工作原理图，图3(b)为图2所示高增益Boost变换器在开关管S关断时的工作原理图。

开关管S开通状态下，第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2线性上升。第一二极管D₁、第二二极管D₂反向偏置，第一电容C₁充电，第二电容C₂和第三电容C₃放电。此时，有：

式中，U_C1和U_C2分别为第一电容和第二电容的端电压。

开关管S关断状态下，第一二极管D₁、第二二极管D₂导通，为第一电感L₁、第二电感L₂的电流提供续流通路。第一电容C₁放电，第二电容C₂、第三电容C₃充电。此时，有：

当电路处于稳态工作时，根据第一电感L₁的伏秒平衡，有：

U_inDT_s＝(U_o-U_C1-U_in)(1-D)T_s (5)

根据第二电感L₂的伏秒平衡，有：

(U_o-U_C1-U_C2)DT_s＝U_C1(1-D)T_s (6)

由图2可知：

U_C1＝U_C2 (7)

根据式(5)-式(7)，可得变换器的电压增益G：

图4给出了CCM模式下图2所示的高增益Boost变换器的电压增益曲线理论值和仿真值。可以看出，二者基本吻合，从而验证了本发明电压增益公式的正确性。此外，图4还给出传统Boost变换器的增益曲线。可以看出，本申请提出的高增益Boost变换器具有明显的电压增益优势，且占空比越大，优势越明显，验证了变换器可以实现高增益。

由式(6)和式(7)，可得：

由式(8)可得：

将式(10)代入式(9)，可得：

此外，由图2可知：

开关管S和第一二极管D₁的电压应力为：

第二二极管D₂的电压应力为：

可以看出，本发明所提供的高增益Boost变换器的所有功率管电压应力均等于(U_in+U_o)/2，所有电容的电压应力均等于(U_o-U_in)/2。

表1对本发明所提供的高增益Boost变换器和如图1所示的传统二次型Boost变换器的功率管和电容的电压应力进行了比较。可以看出，相同输入电压U_in和输出电压U_o的条件下，本发明所供的高增益Boost变换器的开关管、第二二极管和第二电容的电压应力均得到一定程度的降低。假设U_in＝48V，U_o＝300V，则本发明所提高增益Boost变换器中，开关管S、第一二极管D₁和第二二极管D₂的电压应力均为(48+300)/2＝174V。因此，S可选用IRFP4768，其耐压250V，通态电阻17.5mΩ，单价为20元；D₁和D₂可选用MBR20250CT，其耐压250V，正向导通压降为0.7V，单价为1.5元。而图1所示的传统二次型Boost变换器中，S的电压应力为300V，可选用IPB60R040C7，其耐压600V，通态电阻40mΩ，单价为56元；D₁电压应力为120V，D₃的电压应力为180V，二者均可选用MBR20250CT，其耐压250V，正向导通压降为0.7V，单价为1.5元；D₂的电压应力为300V，可选用S30L60，其耐压600V，正向导通压降为1.5V，单价为2元。显然，本发明所提变换器减少了一个二极管，且显著减小了开关管和第二二极管的电压应力，进而可选用具有更低通态电阻的开关管和具有更低通态压降的二极管，不仅降低了系统成本，而且减小了系统损耗，提高了变换效率。此外，本发明所提高增益Boost变换器中，第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的电压应力均为126V，可选用额定电压160V的电解电容。而图1所示的传统二次型Boost变换器中，电容C₁的电压应力为120V，需选用额定电压160V的电解电容；电容C₂的电压应力为300V，需要选额定电压400V的电解电容，其价格一般较贵。可见，本发明所提变换器虽然采用了三个电容，但是其额定电压相同且均很低，因此电容的总成本没有提高。综上，本发明所提变换器可以降低器件采购难度和成本，并提高系统变换效率。

表1功率管和电容的电压应力比较

为了对本实施例提供的高增益Boost变换器进行验证，本申请还搭建了图2所示的仿真电路，其中仿真参数选择如下：输入电压U_in＝48V，开关频率f_s＝50kHz，负载电阻R＝577.6Ω，第一电感L₁＝720μH，第二电感L₂＝6mH，第一电容C₁＝6.8μF，第二电容C₂＝6.8μF，第三电容C₃＝22μF，开关管S选用IRFP4768，二极管D₁、D₂选用肖特基二极管MBR20250CT。

占空比D＝0.778时的仿真波形如图5所示。其中，图5(a)给出了开关管S驱动信号u_gs、电感电流i_L1和i_L2、输入电压u_in、输出电压u_o的波形。可以看出，第一电感L₁和第二电感L₂的电流均连续；输入电压为U_in＝48V，输出电压U_o＝380V，变换器电压增益为G＝U_o/U_in≈7.92。而电压增益理论计算值为(1+0.778)/(1-0.778)＝8，二者基本吻合。这表明，本实施例所提变换器在电感电流连续模式下的电压增益公式是正确的，其可以在低占空比条件下取得远大于传统Boost变换器的增益。

图5(b)给出了开关管S和第一二极管D₁、第二二极管D₂、第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的端电压仿真波形。可以看出，电压应力仿真值分别为U_S＝U_D1＝U_D2＝215V，U_C1＝U_C2＝U_C3＝166V。其与电压应力原理分析的结果基本一致。

需要说明的是，开通开关是指向开关管提供高电平驱动信号，关断开关是指向开关管提供低电平驱动信号。具体的，通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)技术，开关控制单元向可控开关管传送脉冲信号。

需要说明的是，在本申请中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。