阅读说明：本技术 一种双级式矩阵变换器低压下的共模电压抑制策略 (common mode voltage suppression strategy under low voltage of two-stage matrix converter ) 是由 公铮 李景杰 朱凯 苏大汇 戴鹏 李康 张为国 于 2019-09-26 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种双级式矩阵变换器低压下的共模电压抑制策略,基于新的双级式矩阵变换器拓扑,其拓扑结构是在传统双级式矩阵变换器的直流侧上、下母线各串联一个IGBT开关管；本发明采用新的双空间矢量调制策略,当逆变级零矢量作用期间时,关断直流侧开关管,当逆变级有效矢量作用期间,导通直流侧开关管,同时根据整流级扇区的奇偶性,将逆变级空间矢量组合分为两种,依据不同空间矢量组合重新划分逆变级扇区,在每个扇区内选择相邻的有效矢量和零矢量合成期望输出电压矢量。本发明的有益之处是相较于现有共模电压抑制策略,输入输出电流质量良好,在电压传输比从0～0.5区域内将负载侧共模电压进一步抑制到传统调制策略的0.371倍；整流级能够实现零换流,换流控制简单,提高了系统可靠性。(The invention discloses a common-mode voltage suppression strategy of a two-stage matrix converter under low voltage, which is based on a new two-stage matrix converter topology, wherein the topology structure is that an IGBT switching tube is respectively connected in series with an upper bus and a lower bus on the direct current side of the traditional two-stage matrix converter; the invention adopts a new double-space vector modulation strategy, switches off a direct current side switch tube during the action period of an inverter level zero vector, switches on the direct current side switch tube during the action period of an inverter level effective vector, simultaneously divides the inverter level space vector combination into two types according to the parity of a rectifier level sector, re-divides the inverter level sector according to different space vector combinations, and selects adjacent effective vectors and zero vectors in each sector to synthesize an expected output voltage vector. Compared with the existing common mode voltage suppression strategy, the common mode voltage suppression method has the advantages that the quality of input and output currents is good, and the common mode voltage on the load side is further suppressed to be 0.371 times of that of the traditional modulation strategy in a voltage transmission ratio range from 0-0.5; the rectification stage can realize zero current conversion, the current conversion control is simple, and the system reliability is improved.)

一种双级式矩阵变换器低压下的共模电压抑制策略

技术领域

本发明涉及电力电子变换器共模电压的抑制技术，具体涉及一种双级式矩阵变换器低压下的共模电压抑制策略。

背景技术

双级式矩阵变换器是一种新型交-交变换器，不仅具有传统矩阵变换器的输入输出电流正弦、能量可双向流动、无需直流储能元件、功率密度高、结构紧凑等优点，还具有整流级零电流换流，钳位电路控制简单等优点，非常具有发展潜力。在过去20多年间，引起了国内外众多学者的关注。

在电机驱动应用中，双级式矩阵变换器负载侧会产生共模电压，进而形成了轴电流，导致电机轴承损坏，降低电机的使用寿命，同时共模电压会在系统中产生共模电流，对装置的正常运行造成电磁干扰。

已有文献对双级式矩阵变换器的共模电压抑制展开相关研究，一类方法是避免逆变级直接使用零矢量参与期望电压矢量的合成来实现共模电压的抑制，如整流级有零矢量逆变级无零矢量的调制策略、逆变级使用两个方向相反的有效矢量代替零矢量等，这些方法在电压传输比0～0.5区域内能够将共模电压抑制到传统调制策略的0.577倍，但该类方法直接导致了整流级必须采用四步换流策略，控制较复杂，同时存在开关次数增加的弊端，增加了系统损耗，且输入输出电流谐波畸变率有所上升；另一类方法是改变整流级扇区分布位置，利用两个较小的线电压合成中间直流电压，逆变级采用两个有效矢量和一个零矢量合成期望电压矢量，在电压传输比0～0.5区域内能够将共模电压抑制到传统调制策略的0.577倍，同时由于逆变级存在零矢量，若逆变级采用七段式开关序列，则整流级可以实现零电流换流，但实际开关次数大大增加，若不采用七段式开关序列，则整流级必须采用四步换流策略。综上所述，已有抑制共模电压的调制策略在电压传输比0～0.5区域内共模电压抑制最低值为传统调制策略的 0.577倍，或多或少存在整流级换流复杂、开关次数增加等弊端。

发明内容

本发明的目的是，保证输入输出电能质量的前提下，在电压传输比0～0.5区域内实现双级式矩阵变换器共模电压的抑制最大化，同时能够实现整流级零电流换流。

本发明所采用的技术方案为：

一种双级式矩阵变换器低压下的共模电压抑制策略，基于新的双级式矩阵变换器拓扑，采用新的双空间矢量调制策略来抑制共模电压。

双级式矩阵变换器的新拓扑由整流级、直流侧和逆变级三部分构成，整流级是六个双向开关单元组合而成的三相桥式电路，每个双向开关均由共射级的两个IGBT串联而成，直流上、下母线上各串联一个单向开关管，上母线的开关管发射极接逆变级，下母线的开关管发射极接整流级，逆变级是由六个单向开关管组合而成的三相桥式电路。

新的双空间矢量调制策略是保持整流级传统电流空间矢量调制不变，然后控制直流侧开关管的导通与关断，根据整流级不同扇区改变逆变级空间矢量调制，具体如下：

(1)逆变级采用七段式空间矢量调制策略，当逆变级零矢量作用期间时，关断直流侧开关管；当逆变级有效矢量作用期间，直流侧开关管导通；

(2)根据整流级扇区的奇偶性，将逆变级空间矢量组合分为两种；V₁代表100，三个数字从左到右依次表示逆变级A、B、C三个桥臂的开关状态，1代表上桥臂开关导通，0代表下桥臂开关导通，同理，V₂代表110，V₃代表010，V₄代表011，V₅代表001，V₆代表101； V₀代表000，V₇代表111；当整流级扇区是奇数时，逆变级采用V₁ V₃ V₅和V₀作为有效矢量和零矢量参与矢量合成，V₁ V₃ V₅将逆变级分为三个扇区，在每个扇区内采用相邻的两个有效矢量和零矢量V₀来合成期望电压矢量；当整流级扇区是偶数时，逆变级采用V₂ V₄ V₆和V₇作为有效矢量和零矢量参与矢量合成，V₂ V₄ V₆同样将逆变级分为三个扇区，在每个扇区内采用相邻的两个有效矢量和零矢量V₇来合成期望电压矢量。

本发明与现有技术相比所产生的效果为：

(1)相较于现有共模电压抑制策略，输入输出电流质量良好，输入输出电流质量良好，在电压传输比从0～0.5区域内将负载侧共模电压进一步抑制到传统调制策略的0.371倍；

(2)整流级能够实现零换流，换流控制简单，提高了系统可靠性；

附图说明

图1：双级式矩阵变换器的新拓扑；

图2：双级式矩阵变换器共模电压产生示意图；

图3：(a)整流级空间矢量扇区分布；(b)逆变级空间矢量扇区分布；

图4：(a)整流级I₁、直流侧开关管关断和逆变级零矢量V₀作用时系统等效电路图；(b)整流级I₁、直流侧开关管关断和逆变级零矢量V₇作用时系统等效电路图；

图5：整流级、直流侧和逆变级开关管的协调控制图；

图6：(a)整流级期望输入电流矢量合成；(b)逆变级期望输出电压矢量合成；

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明；

本发明所述的一种双级式矩阵变换器的新拓扑，如图1所示，主电路拓扑由整流级、直流侧和逆变级三部分构成。其中，整流级三相输入用a、b、c表示，整流级是六个双向开关单元组合而成的三相桥式电路，每个双向开关均由共射级的两个IGBT串联而成，六个双向开关单元用S_ij(i＝a，b，c；j＝P，N)表示，意指连接输入i相与直流母线j端。直流上、下母线上各串联一个单向开关管，上母线的开关管发射极接逆变级，下母线的开关管发射极接整流级，分别用S_PP＇、S_NN＇表示，意指连接直流上母线前端P和后端P＇、直流下母线前端N 和后端N＇。逆变级的三相输出用A、B、C表示，逆变级由六个单向开关管组合而成的三相桥式电路，六个单向开关管用S_ok(o＝A、B、C；k＝P＇，N＇)表示，意指连接输出o端与直流母线k端。

当双级式矩阵变换器驱动三相交流电机时，如图2所示，共模电压v_ng为三相负载中性点 n与电源接地点g之间的电压。当三相输出电流之和为零时，共模电压满足下式：

式中v_Ag、v_Bg、v_Cg分别为三相输出相电压；

图3是整流级和逆变级的空间矢量扇区分布，图3(a)中I₁-I₉代表整流级的开关状态(I₆为例，a表示a相上桥臂导通，b表示b相下桥臂导通，其余开关管均不导通)，图3(b)中V₀-V₇代表逆变级的开关状态(0表示下桥臂导通，1表示上桥臂导通)。整流级与逆变级的不同开关状态组合，产生的共模电压也不同，若整流级开关状态为I₆、逆变级开关状态为V₀时，v_Ag＝v_Bg＝v_Cg＝v_b，v_ng＝v_b，因此传统双空间矢量调制策略下逆变级零矢量的存在，共模电压峰值等于输入电压峰值V_im。

本发明所述解决方案是当逆变级零矢量作用时将直流侧开关管关断，此时直流侧电流为零，对于整流级而言相当于负载侧开路，整流级可以避免使用四步换流策略直接实施换流；同时由于开关管结电容的存在，开关管S_PP＇、S_NN＇关断期间起到了分压的作用，避免输出直接与输入相连。如当整流级有效矢量I₁作用、直流侧开关管关断、逆变级零矢量V₀作用时，系统的等效电路图如图4(a)所示，此时负载侧共模电压为式(2)；逆变级零矢量V₇作用时，系统的等效电路图如图4(b)所示，此时负载侧共模电压为式(3)。

同理可得整流级不同扇区内，直流侧开关管断开时逆变级零矢量作用期间的负载侧共模电压峰值如表1所示。直流开关管导通时逆变级有效矢量作用期间的负载侧共模电压峰值与传统双级式矩阵变换器相同，如表2所示。当整流级扇区是奇数时，逆变级采用V₁V₃ V₅和 V₀作为有效矢量和零矢量参与矢量合成，当整流级扇区是偶数时，逆变级采用V₂ V₄V₆和V₇作为有效矢量和零矢量参与矢量合成，可将负载侧共模电压峰值的幅值降至0.371V_im。

表1零矢量对应共模电压

表2有效矢量对应共模电压

本发明所述共模电压抑制策略，逆变级采用七段式空间矢量调制策略，当逆变级零矢量作用期间时，关断直流侧开关管；当逆变级有效矢量作用期间，直流侧开关管导通，同时根据整流级扇区的奇偶性，将逆变级空间矢量组合分为两种。当整流级扇区是奇数时，逆变级采用V₁ V₃ V₅和V₀作为有效矢量和零矢量参与矢量合成，当整流级扇区是偶数时，逆变级采用V₂ V₅ V₆和V₇作为有效矢量和零矢量参与矢量合成，整流级、直流侧和逆变级开关管的协调控制，如图5所示，具体分为以下步骤实施：(以下举例说明，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制)

(1)根据双空间矢量调制算法获取整流级和逆变级的扇区N_c、N_v及对应的扇区角θ_c、θ_v，确定逆变级调制比m_v、开关周期T_s；

(2)计算矢量作用时间，以整流级输入电流矢量位于第一扇区、逆变级输出电压矢量位于第二扇区为例，详细介绍本发明所述的共模电压抑制策略，期望输入电流矢量通过两个相邻的有效电流矢量(I₆、I₁)合成，有效电流矢量作用占空比分别为d_a、d_b，如图6(a)，期望输出电压矢量通过两个相邻的有效电压矢量(V₁、V₃)和零矢量V₀合成，有效电压矢量和零矢量作用占空比分别为d_m、d_n、d₀，如图6(b)，计算公式如式(3)；

(3)载波为三角载波u_tri，其幅值为[0,1]，周期为T_s；根据整流级、直流母线与逆变级开关管的协调配合，如图5所示，利用(3)计算的矢量作用时间与三角载波进行比较，产生门极驱动信号，控制整流级、直流母线和逆变级开关管的导通与关断：

整流级：整流级a相上桥臂开关管在整个开关周期内导通，其脉冲PWM_aP恒为1；当u_tri<d_a时，整流级b相下桥臂开关管导通，c相下桥臂开关管关断，脉冲PWM_bN为1，PWM_cN为0；当u_tri>d_a时，整流级b相下桥臂开关管关断，c相下桥臂开关管导通，脉冲PWM_bN为0，PWM_cN为1，其余开关管脉冲恒为0；

直流母线：当逆变级零矢量作用期间，同时关断直流母线上的两个开关管S_PP＇、S_NN＇，当逆变级有效矢量作用期间，同时导通S_PP＇、S_NN＇，即d_a(1-d_m-d_n)/2<u_tri<d_a(1+d_m+d_n)/2或 (d_a+d_b(1-d_m-d_n)/2)<u_tri<(d_a+d_b(1+d_m+d_n)/2)时，S_PP＇、S_NN＇均导通，其脉冲PWM_PP＇、PWM_NN＇为1，开关周期其余时刻，S_PP＇、S_NN＇均关断，其脉冲PWM_PP＇、PWM_NN＇为0；

逆变级：采用七段式空间矢量调制，当d_a(1-d_m-d_n)/2<u_tri<d_a(1+d_m-d_n)/2或 (1-d_b(1+d_m-d_n)/2)<u_tri<(1-d_b(1-d_m-d_n)/2)时，A相上桥臂导通，PWM_Bp为1，当 d_a(1+d_m-d_n)/2<u_tri<d_a(1+d_m+d_n)/2或(1-d_b(1+d_m+d_n)/2)<u_tri<(1-d_b(1+d_m-d_n)/2)时，B相上桥臂导通， PWM_Bp为1，在整个开关周期内逆变级C相上桥臂均关断，触发脉冲PWM_Cp为0；ABC三相下桥臂触发脉冲PWM_An、PWM_Bn、PWM_Cn分别与上桥臂触发脉冲PWM_Ap、PWM_Bp、PWM_Cp互补。