阅读说明：本技术 输出电压指令值的控制装置 (Control device for output voltage command value ) 是由 藤本博志 兰林峰 森智也 绵引正伦 于 2018-04-04 设计创作，主要内容包括：输出电压指令值的控制装置具有：反馈控制器,其根据电流值进行反馈控制,输出第1电压值；前馈控制器,其是使用作为控制对象的设备的逆模型来构建的；前馈电压校正器,其对由于设备的模型与实际的设备之间的模型化误差而产生的电压干扰进行校正；反复控制器,其学习周期性的电流干扰；以及开关,其控制对反复控制器的输入和输出。开关在电流响应为稳定状态时被接通,反复控制器学习电流干扰而对电流指令值进行校正。所述反馈控制器基于根据校正后的电流指令值而取得的电流值进行反馈控制,输出第1电压值。前馈控制器将电流指令值输入到逆模型并生成第2电压值。控制装置输出第1电压值与第2电压值之和作为电压指令值。(The control device for outputting a voltage command value includes: a feedback controller for performing feedback control according to the current value and outputting a1 st voltage value; a feedforward controller constructed using an inverse model of a device to be controlled; a feedforward voltage corrector correcting a voltage disturbance generated due to a modeling error between a model of a device and an actual device; a repetitive controller that learns periodic current disturbances; and a switch that controls input and output to the repetitive controller. The switch is turned on when the current response is in a steady state, and the controller repeatedly learns the current disturbance to correct the current command value. The feedback controller performs feedback control based on a current value obtained from the corrected current command value, and outputs a1 st voltage value. The feedforward controller inputs the current command value to the inverse model and generates a2 nd voltage value. The control device outputs the sum of the 1 st voltage value and the 2 nd voltage value as a voltage command value.)

输出电压指令值的控制装置

技术领域

本公开涉及输出电压指令值的控制装置。

背景技术

马达的振动和噪音的原因之一在于在马达的半径方向(径向方向)上产生的电磁激振力激励定子的振动。径向方向的电磁激振力被称作“径向力”，在转子与定子的各齿之间产生。径向力中存在伴随转子的旋转而以不同的时间周期进行振动的多个阶次分量(高次谐波分量)。

为了减少这样的振动，进行了通过电流产生具有与周期振动相反的相位的电磁力的研究。用于减少振动的电流为高次谐波电流。需要使马达中流过的电流高精度地跟踪高次谐波电流指令。

以往，进行了通过反馈控制对电流进行控制的研究开发。但是，根据反馈的特性和内部模型原理可知，仅通过现有的反馈，难以实现高次谐波电流的跟踪控制。

例如，中井孝洋等人的论文「繰り返し完全追従制御によるPMSMの高調波電流抑制」(《基于反复完全跟踪控制的PMSM的高次谐波电流抑制》)公开了对完全跟踪控制法(以下，记作“PTC”。)进行改良后的、使用反复完全跟踪控制法对高次谐波电流进行控制的技术。在该论文中报告了能够通过对PTC的时域中的模型误差进行校正，抑制永磁同步马达(即MSM)中产生的高次谐波电流。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：中井孝洋等人、「繰り返し完全追従制御によるPMSMの高調波電流抑制」～dq座標モデルとαβ座標モデルの比較～(2008)

非专利文献2：河村篤男、“現代パワーエレクトロニクス”、数理工学社(2005)

发明内容

发明要解决的课题

根据本发明人的研究可知，高次谐波电流是空间上的模型误差，因此，即使通过该论文的方法对PTC的时域中的模型误差进行了校正，依然残留有模型误差。需要进一步减小模型误差。

使电流高精度地跟踪高次谐波电流指令的技术还能够用于减少马达的振动以外的用途。本公开的实施方式提供通过进一步改善模型误差来使电流更高精度地跟踪高次谐波电流指令的控制方法。

用于解决课题的手段

本公开的控制装置在例示性实施方式中是一种输出电压指令值的控制装置，其具有：反馈控制器，其根据电流值进行反馈控制，输出第1电压值；前馈控制器，其是使用作为控制对象的设备的逆模型来构建的；前馈电压校正器，其对由于所述设备的模型与实际的设备之间的模型化误差而产生的电压干扰进行校正；反复控制器，其学习周期性的电流干扰；以及开关，其控制对所述反复控制器的输入和输出，所述开关在电流响应为稳定状态时被接通，所述反复控制器学习所述电流干扰而对所述电流指令值进行校正，所述反馈控制器基于根据校正后的所述电流指令值而取得的电流值进行所述反馈控制并输出所述第1电压值，所述前馈控制器将校正后的所述电流指令值输入到所述逆模型并输出第2电压值，输出所述第1电压值与所述第2电压值之和作为所述电压指令值。

发明效果

根据本公开的实施方式，能够进行通过更加改善模型误差来使电流更高精度地跟踪高次谐波电流指令的控制。

附图说明

图1是示意性示出例示性实施方式的马达控制系统1000的结构的图。

图2是主要示出运算块522的处理模型的框图。

图3A是与设备102即马达连接的单相逆变器的示意性电路图。

图3B是示出对脉冲宽度ΔT[k]进行控制的PWM保持器的输出电压的例子的图。

图4是示出FB控制器604的结构的图。

图5是示出包含两种电压干扰(a)和(b)的差分项的图。

图6是示出dq坐标系的电压方程式和电压方程式中包含的电压干扰的图。

图7A是示出具有组装到闭环中的滞后时间要素的、连续时间系统的反复控制器660a的基本结构的图。

图7B是示出例示性实施方式的反复控制器660(离散时间系统)的图。

图8是示出控制装置500的处理步骤的流程图。

图9是示出模拟结果的图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本公开的控制装置和具有该控制装置的控制系统的实施方式。在本说明书中，主要说明具有马达的马达控制系统。但是，该马达控制系统是本公开的控制系统的非限定的例示性实施方式。如后所述，本公开的控制系统还可以用于对马达的旋转进行控制以外的用途。

图1是示意性示出本实施方式的马达控制系统1000的结构的图。在图示的例子中，本实施方式的马达控制系统1000具有：永磁同步马达100，其具有转子100R和定子100S；位置传感器200，其用于测量或估计转子100R的位置；逆变器300；以及马达控制装置500，其对永磁同步马达100进行控制。

永磁同步马达100的结构未特别限定。可以是将永磁组装到转子100R的表面的表面磁铁型马达(SPM)，也可以是将永磁组装到转子100R的内部的嵌入磁铁型马达(IPM)。或者，还可以是将永磁保持在定子的内部的马达。此外，定子100S的绕组不限定于集中卷绕，也可以是分布卷绕。位置传感器200的典型例是霍尔元件或霍尔IC等磁传感器、旋转编码器、旋转变压器。位置传感器200不是必不可少的，可以采用以无传感器的方式估计转子100R的位置的结构。

逆变器300从控制装置500接收电压指令值(Vu、Vv、Vw)。逆变器300将基于该电压指令值的U相电压u、V相电压v、W相电压w分别施加到永磁同步马达100的U相绕组、V相绕组、W相绕组，使期望的电流流过各相的绕组。

另外，在逆变器300的前段可以设置根据电压指令值(Vu、Vv、Vw)生成PWM信号的回路和根据PWM信号生成对逆变器300内的晶体管进行开关的栅极驱动信号的栅极驱动器。这些要素是公知的，为了简单，省略了记载。

控制装置500具有信号处理器520和存储器540。存储器540存储有让信号处理器520执行后述的处理的程序。

控制装置500具有：A/D转换器560，其将来自位置传感器200的模拟信号转换为数字信号；以及A/D转换器580，其将来自传感器(未图示)的模拟信号转换为数字信号，该传感器检测在马达100的绕组中流过的电流。

控制装置500输出施加到逆变器300的电压指令值(Vu、Vv、Vw)。控制装置500的处理概要如下所述，控制装置500的信号处理器520具有2个运算块522和524。运算块522进行以下运算：进行前馈电压校正的基于反复完全跟踪控制模型的运算；和计算αβ坐标系的电压值V_α和V_β的运算。运算块524进行对αβ坐标系的电压值V_α和V_β进行克拉克逆变换来生成电压指令值(Vu、Vv、Vw)的运算。

运算块522和/或524能够作为专用的运算电路(硬件)来安装。或者，运算块522和/或524也可以作为软件来实现。在后者的情况下，例如，存储器540中存储有记述了用于进行运算块522和/或524的运算的命令的1个或多个计算机程序，信号处理器520执行该计算机程序。由此，信号处理器520作为运算块522和/或524发挥功能。

另外，逆变器300的一部分或全部也可以包含在控制装置500中。这样的控制装置500典型地通过在1个封装内将1个或多个半导体芯片相互连接来实现。控制装置500的一部分或全部能够通过向通用的微型控制单元(MCU)写入本公开所特有的程序来实现。

以下，详细说明控制装置500的运算块522。另外，运算块524的具体处理是公知的，因此，省略说明。

图2是主要示出运算块522的处理模型的框图。图2中，除了运算块522以外，还示出PWM保持器302和作为控制对象的设备102、采样器582。PWM保持器302相当于逆变器300，设备102相当于马达100，采样器582相当于A/D转换器580。

在说明运算块522的详细内容之前，首先，对作为控制对象的马达100的模型进行说明。

1.伴随感应电压校正的马达模型

马达模型已知有αβ坐标系模型和dq坐标系模型。在向量控制中，经常使用dq坐标系模型，但是，在本实施方式中，采用αβ坐标系模型。其理由之一在于避免采样间的坐标转换的误差。坐标转换的误差由于电角度的变化产生。用于坐标转换的电角度在采样间被零阶保持，是固定值，但是，实际的电角度在采样间发生变动。由于被零阶保持的电角度与实际的电角度之差而产生坐标转换的误差。因此，在PTC的情况下，使用αβ坐标系模型。

式(1)表示本实施方式的马达100的αβ坐标中的电压方程式。

在式(1)中，V_α、V_β、i_α、i_β分别表示α轴电压、β轴电压、α轴电流、β轴电流。此外，R和L表示马达100的线圈电阻和电感。ω和θ表示电角速度和电角度。K_e是感应电压常数。

式(1)中，如下述式(2)和式(3)所示，进行感应电压校正。

V_α＝V_α′-ωK_esinθ…(2)

V_β＝V_β′+ωK_ecosθ…(3)

作为V_α和V_β，通过施加式(2)和式(3)的右边所示的电压，可删除式(1)的右边第2项的感应电压项。这样的感应电压的校正还有时称作非干渉控制。

目前，当设状态变量x为电流i_α或i_β、输入u为V_α’或V_β’时，进行感应电压校正后的式(1)能够如下述式(4)所示地表示。

其中，A_c＝-(R/L)、B_c＝1/L、C_c＝1。设在马达中流过的电流i_α或i_β为输出y。

另外，用于校正感应电压的处理实际上由运算块522进行，但是，为了方便说明，在本项目中已提及。

2.基于PWM保持器的离散化

为了使用计算机进行马达100的控制，将马达100的连续时间系统的控制模型变更为离散时间系统的控制模型。

图3A是与设备102即马达连接的单相逆变器的示意性电路图。单相逆变器无法输出任意的输出电压V(k)，仅输出0或±E(V)的两个值。“E”是单相逆变器的直流电源电压。在本实施方式中，考虑将这样的单相逆变器理解为PWM保持器302，对脉冲宽度进行控制。图3B示出对脉冲宽度ΔT[k]进行控制的PWM保持器的输出电压的例子。基于PWM保持器的离散化方法是公知的，因此，省略进一步的详细说明。例如，欲参考河村篤男、《现代电力电子》(数理工学社(2005))。

另外，作为控制对象模型的离散化方法，已知有零阶保持器。零阶保持器具有在固定期间内输出紧前的值的功能。零阶保持器不足以准确地控制瞬时值。因此，本发明人认为优选根据PWM保持器对马达模型进行离散化。

当使用作为控制对象的马达100的模型即式(4)时，能够将开关时间即ΔT[k]作为控制输入来获得下述式(5)所示的离散时间系统的状态方程式。另外，在ΔT[k]为负的情况下，PWM保持器使得输出-E[V]。

x(k+1)＝Ax(k)+BΔT(k)，y(k)＝Cx(k)…(5)

但是，设Tu为PWM周期，A＝exp(AcTu)、B＝exp(AcTu/2)BcE、C＝Cc。另外，在用电池对马达控制系统1000进行驱动的情况下，E是电池电压。

3.运算块522的详细情况

接着，详细地说明运算块522。

运算块522具有PTC块600、感应电压校正器620、前馈(FF)电压校正器640和反复控制器660。其中的感应电压校正器620保持感应电压常数K_e，进行在式(2)和(3)中所说明的处理。即，感应电压校正器620接收电角速度ω和电角度θ，生成式(2)和(3)的右边第2项所示的“-ω·K_e·sin θ”和“ω·K_e·cos θ”，并作为感应电压校正值输出。

以下，说明PTC块600、反复控制器660和FF电压校正器640。

3.1.PTC块600

PTC块600具有前馈(FF)控制器602、反馈(FB)FB控制器604、离散时间算子块606a和606b、开关S1和加法器608。以下，分别进行说明。

3.1.1.FF控制器602

FF控制器602是作为控制对象的设备102的稳定的逆模型。能够根据式(5)得到下述式(6)和(7)。

u₀(k)＝B^-1(1-z^-1A)x_ref(k+1)…(6)

y₀＝z^-1Cx_ref(k)…(7)

FF控制器602进行相当于式(6)的运算。

在式(6)和(7)中，x_ref(k)是αβ轴的电流指令值的当前的值，x_ref(k+1)是1个采样未来的值。即，FF控制器602利用指令的1个采样未来的值获得输出u₀(k)。换言之，FF控制器602在取得x_ref(k+1)之后，计算输出u₀(k)。

αβ轴的电流指令值x_ref(k)能够通过未图示的变换器从在马达的向量控制中被利用的dq轴的电流指令值变换而得到。

在将dq轴电流指令值的1个采样未来的值变换为αβ轴的电流指令值x_ref(k+1)时，无法得到用于进行dq/αβ变换的电角度的未来值。在马达100的旋转为低速的情况下，认为1个采样期间的角度的变动较小，使用对电角度进行采样后的值(当前值)即可。另一方面，在马达100的旋转为高速的情况下，1个采样期间的角度的变动较大。

另外，PTC块600能够根据dq坐标系模型来设计，但是，已知与αβ坐标系相比，控制误差更大(例如，上述的中井孝洋等人，《基于反复完全跟踪控制的PMSM高次谐波电流抑制》-dq坐标模型与αβ坐标模型的比较～)。

3.1.2.FB控制器604

图4示出FB控制器604的结构。FB控制器604具有αβ/dq变换器610、PI控制器612和dq/αβ变换器614。

FB控制器604的PI控制器612根据dq轴的2相的电流值来设计。其理由在于根据内部模型原理，PI控制器612无法完全抑制αβ坐标系的频率分量。因此，FB控制器604中设置有αβ/dq变换器610和dq/αβ变换器614。

对FB控制器604的输入是α轴和β轴的电流误差。如果更加详细地进行说明，则对FB控制器604的输入是离散时间算子块606a或606b的输出值y₀与由采样器582采样的、在设备102即马达100中流过的电流i_α和i_β的采样值之差。

αβ/dq变换器610接收作为固定坐标的αβ轴电流的误差(iαe，iβe)，将该误差变换为作为旋转坐标的dq轴的电流误差(ide，iqe)。该变换已知为下述的式中表示的帕克变换。另外，设旋转角为θ。

ide＝iαe·cosθ+iβe·sinθ

iqe＝-iαe·sinθ+iβe·cosθ

PI控制器612能够对通过下述式(8)设计的连续时间系统的PI控制器进行离散化而获得。

这里，如何设计式(8)的增益K_p、K_i关系到如何设计马达控制系统1000的动作。用于实现作为目标的性能的增益的设计方法是公知的，因此，省略具体说明。PI控制器612输出dq轴的电压值。

dq/αβ变换器614将从PI控制器612输出的dq轴的电压值变换为αβ轴的电压值并输出。该变换已知为帕克逆变换。省略公式。

3.1.3.离散时间算子块606a和606b以及开关S1

离散时间算子块606a接收αβ轴的电流指令值x_ref(k)，输出电压指令值。离散时间算子块606b接收作为αβ轴的电流指令值x_ref(k)与来自后述的反复控制器660的输出电流值之和的电流指令值，输出电压指令值。

开关S1对利用离散时间算子块606a的输出和离散时间算子块606b的输出中的哪一个进行切换。离散时间算子块606a的输出被用作后述的反馈RPTC的输入。离散时间算子块606b的输出被用作后述的前馈RPTC的输入。

如果准确地构建了实际的马达100的马达模型，则能够利用之前所说明的PTC块600实现高次谐波电流的完全跟踪控制。但是，现实中，必然存在模型误差。因此，仅通过PTC块600，无法实现高次谐波电流的完全跟踪控制。

用于PTC块600的设计的马达模型(式(1))是省略了实际的马达100中存在的电感、磁体交链磁通等高阶分量的考察的简化公式。所省略的高阶分量作为用于PTC块600的模型与马达实物的误差、所谓模型误差而保留。

该模型误差例如成为产生dq轴电流的电气6次高次谐波的主要原因。FB控制器604的PI控制器612无法完全抑制电气6次高次谐波。因此，高次谐波电流控制的响应性中存在改善的余地。

本发明人为了抑制电气6次高次谐波，采用了接下来说明的FF电压校正器640和反复控制器660。另外，6次高次谐波最终以电压的干扰的形式加入到向马达100的输入中。因此，在本说明书中，将模型误差视作电压干扰。

3.1.4.加法器608

加法器608输出来自FF控制器602的电压输出值u0、来自FB控制器604的电压输出值、来自感应电压校正器620的电压校正值与来自后述的FF电压校正器640的FF电压校正值之和。从加法器608输出的和作为电压值V_α和V_β发送到运算块524。

3.2.FF电压校正器640

能够举出与模型误差对应的各种方法。

在本实施方式中，采用如下方法：通过以算式的方式导出由于电感和磁体交链磁通的空间高次谐波分量引起的电压干扰，并将数值计算出的电压干扰的校正因子预先施加到马达电压输入，抑制电压干扰。与用于校正电压的电感和磁体交链磁通有关的数据例如能够通过基于有限元法(FEM)的数值分析获得。

以算式的方式导出由于电感和磁体交链磁通引起的电压干扰。当对根据FEM分析而得到的电感和磁体交链磁通的数据进行分析时，各相的自感、互感和磁体交链磁通在式(9)、(10)和(11)中被定义。

应当注意，式(9)、(10)和(11)与一般的教科书所记载的式子不同，存在相位差θ_L2n、θ_M2n和θ_m(2n+1)。这些相位差考虑了电感与磁体交链磁通的电流的依赖性。

并且，将马达的UVW坐标系的电压方程式导出到式(12)。

对式(12)实施3相/αβ变换，能够获得αβ坐标系的电压方程式的式(13)。将电感和磁体交链磁通分别考虑至8次和7次为止。这是因为，在变化为dq轴时，成为0次和6次。

式(13)中包含的各种符号的定义如下所述。

A′₁₁＝-2L₄sin(4θ+θ_L4)-4M₄sin(4θ+θ_M4)-6L₆sin(6θ+θ_L6)+6M₆sin(6θ+θ_M6)-4L₈sin(8θ+θ_L8)-8M₈sin(8θ+θ_M8)

A′₁₂＝A′₂₁＝-2L₄cos(4θ+θ_L4)-4M₄cos(4θ+θ_M4)+4L₈cos(8θ+θ_L8)+8M₈cos(8θ+θ_M8)

A′₂₂＝2L₄sin(4θ+θ_L4)+4M₄sin(4θ+θ_M4)-6L₆sin(6θ+θ_L6)+6M₆sin(6θ+θ_M6)+4L₈sin(8θ+θ_L8)+8M₈sin(8θ+θ_M8)

式(13)的右边第3项的电感矩阵中包含的、L₀cos(θ_L0)-M₀cos(θ_M0)相当于式(1)的“L”。作为理想模型的式(1)与实际所导出的设备102的模型式(13)的“差分项”成为电压干扰。为了方便理解，列举明确示出了“差分项”的附图。图5示出包含两种电压干扰(a)和(b)的差分项。

本发明人进行了电压校正，使得抵消电压干扰(a)和(b)。以下，具体进行说明。

图5所示的电压干扰以预先施加电压校正的形式被抵消。通过抵消电压干扰，可抑制电流响应中存在的电流的高次谐波干扰。

式(13)的右边第4项(图5的(a1))是感应电压项。感应电压通过式(2)和(3)进行校正。

式(13)的右边第5、6和7项(图5的(a2))是由于起因于电感和磁体磁通的高次谐波分量引起的电压干扰。电感与由于4次、6次和8次高次谐波分量引起的电压干扰对应，磁体交链磁通与由于5次和7次高次谐波分量引起的电压干扰对应。本发明人为了抵消电压干扰(a2)，应用后述的FF电压校正处理(a)。

电压干扰(b)是由于凸极而产生的干扰。在不通电时，非凸极型的表面磁铁型马达(SPM)中，电压干扰(b)比嵌入磁铁型马达(IPM)小。但是，为了在表面磁铁型马达(SPM)中产生扭矩，在电流流过q轴的情况下，磁通集中于供基于q轴电流的磁通通过的磁路。另一方面，在不流过d轴电流的情况下，d轴的磁路空闲。电感与磁阻成反比，因此，在磁通所集中的q轴中，电感变小。根据这样的理由，在整个马达中，式(13)中存在图5所示的电压干扰(b)。本发明人为了抵消电压干扰(b)，应用了后述的FF电压校正处理(b)。

式(14)～(16)示出用于FF电压校正处理的式子。

式(14)的左边表示综合的电压校正值。在本说明书中，将该校正值称作“FF电压校正值”。式(14)的右边第1项和第2项分别表示αβ坐标系的FF电压校正处理(a)和(b)的运算式。即，FF电压校正处理(a)是进行式(15)的运算的处理。FF电压校正处理(b)是进行式(16)的运算的处理。并用FF电压校正处理(a)和(b)来生成FF电压校正值，并反映到运算块522的输出中。由此，可抑制电压干扰。

另外，进行FF电压校正处理(b)不是必需的，存在也可以仅进行FF电压校正处理(a)的情况。例如，该情况是如dq坐标系的电流是直流、马达100以固定速度旋转的条件成立的情况。

图6示出dq坐标系的电压方程式和电压方程式中包含的电压干扰。

“电压干扰(c)”和“电压干扰(d)”从αβ坐标系的“电压干扰(a)”和“电压干扰(b)”变换而得到。在上述的条件成立的情况下，图6的右边第2项(图6的(d1))为固定值。此外，右边第3项(图6的(d2))是零项。这意味着电压干扰(d)为固定干扰。如上所述，FB控制器604的主要结构要素是PI控制器612。一般而言，PI控制器对抑制固定干扰是有效的。因此，认为即使不进行FF电压校正处理(b)，也不对控制性能产生影响。该情况下，FF电压校正器640将FF电压校正处理(a)的运算结果输出为FF电压校正值。

图2所示的FF电压校正器640进行上述的FF电压校正处理(a)和(b)，或者在上述的条件成立的情况下，进行FF电压校正处理(a)。具体而言，FF电压校正器640取得电角速度ω和电角度θ，并且在获得αβ轴的电流指令值i_αref(k+1)和i_βref(k+1)之后，进行式(15)和(16)的运算或式(15)的运算。另外，与FF控制器602同样，αβ轴的电流指令值i_αref(k+1)和i_βref(k+1)也表示电流指令的1个采样未来的值。

FF电压校正器640进行的FF电压校正处理(a)和(b)是式(15)和(16)的运算。作为FF电压校正器640，能够利用例如CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)、GPU(Graphics Processing Unit：图形处理单元)等半导体集成电路。

另外，在图2中，FF电压校正器640接收未进行反复学习校正的电流指令值i_αref和i_βref。但是，FF电压校正器640还能够利用从反复控制器660输出的、反复学习校正后的电流指令值。图2的虚线箭头表示将反复学习校正后的电流指令值发送到FF电压校正器640。

3.4.反复控制器660

首先，说明在本公开中设置反复控制器660的理由。

关于上述的感应电压校正器640进行的FF电压校正处理(a)和(b)，本发明人通过FEM分析预先取得了FF电压校正所需的各阶次的电感和磁体磁通的各值。

但是，根据FEM分析而得到的电感和磁体交链磁通的数据不一定与马达实物一致。因此，所设计的FF电压校正是不充分的，有可能未对电压干扰完全地进行校正。并且，在FEM分析时，假设在数字控制的采样期间，电角度为固定值。此外，在广泛用于FF电压校正处理(a)和(b)的三角函数的计算值与实际的值之间可能产生误差。这些假设和误差可能对FF电压校正的效果产生影响。因此，本发明人考虑了导入反复控制器660，更加提高FF电压校正的效果。

反复控制器660的基本动作是周期性干扰的学习和基于学习结果的指令值的校正。通过导入反复控制器660，本发明人成功抑制通过FF电压校正处理而保留的、周期性发生变化的电流高次谐波。

反复控制通过内部模型原理(Internal Model Principle:IMP)考虑。如式(17)所示，将具有任意周期T的信号表示为G_R(jω)。式(18)表示用s区域表示G_R(jω)所得的G_R(s)。

G_R(jω)＝cosωT-jsinωT…(17)

G_R(s)＝e^-Ts…(18)

根据式(18)，任意周期信号能够通过输出延迟时间T的滞后时间要素来表示。

在欲根据内部模型原理跟踪具有固定周期T的信号x的情况下，将式(18)所示的滞后时间要素嵌入到闭环即可。图7A示出具有组装到闭环中的滞后时间要素的、连续时间系的反复控制器660a的基本结构。作为控制对象的设备被表示为P(s)。

当设式(18)为z＝exp(sTu)进行离散化时，能够获得式(19)。

G_R(z)＝z^-Nd…(19)

图7B示出本实施方式的反复控制器660(离散时间系统)。

Tu是控制周期，并且Nd＝T/Tu。Nd有时称作“存储器级数”。

接着，更具体地说明反复控制器660。

当将PTC块600与反复控制器660组合时，称作反复完全跟踪控制(RepetitivePerfect Tracking Control：RPTC)。反复完全跟踪控制中存在2个类型、即、前馈类型的RPTC(FF_RPTC)和反馈类型的RPTC(FB_RPTC)。FF_RPTC是离线的指令校正的方法，FB_RPTC是在线的指令校正的方法。后者与前者相比，鲁棒性优异。但是，已知在作为控制对象的设备102的变动较大的情况下，FB_RPTC变得不稳定的可能性较大。

图2的开关S1和S3用于对上述的FF_RPTC与FB_RPTC进行切换。此外，切换中还利用图2的开关S2。具体而言，如下所述。

在FF_RPTC中，将开关S1与离散时间算子块606b连接，使开关S2断开、开关S3接通即可。在该状态下，反复控制器660学习周期性的电流干扰。然后，如果使开关S3断开、开关S2接通，则所学习的周期性的电流干扰被前馈至指令而对指令进行校正。

在FB_RPTC中，将开关S1与离散时间算子块606a连接，使开关S2和S3双方接通即可。在该状态下，反复控制器660一边学习周期性的电流干扰，一边将所学习到的周期性的电流干扰反馈至指令而对指令进行校正。

这是因为，使上述的开关S3接通的定时的电流响应成为稳定状态。当在过渡状态下使开关S3接通时，反复控制器660学习过渡状态的电流指令与电流响应之差，将所学习到的过渡状态的电流指令与电流响应之差反馈至指令值。这样，对指令值相反地施加了误差。因此，留意使开关S3接通的定时，使得在电流响应成为稳定状态之后开始学习。

反复控制器660所学***均滤波器减少非周期性干扰和使用Q滤波器去除传感器噪声等。

关于选择FF_RPTC和FB_RPTC中的哪一个，能够根据用途来选择。例如，在重视马达控制系统1000的鲁棒性的情况下，选择FB_RPTC即可。另一方面，在重视马达控制系统1000的稳定性的情况下，选择FF_RPTC即可。

4.控制装置500的动作

图8是示出控制装置500的处理步骤的流程图。控制装置500反复执行图8的处理，每次输出电压指令值Vu、Vv、Vw，对马达100的旋转进行控制。

在步骤S1中，控制装置500取得αβ轴电流指令值。

在步骤S2中，控制装置500的FF控制器602根据αβ轴电流指令值生成αβ轴电压值u0。

在步骤S3中，FB控制器604的αβ/dq变换器610将αβ轴电流误差变换为dq轴电流误差并输出到PI控制器612。PI控制器612进行PI控制，根据dq轴电流误差值生成dq轴电压值并输出到dq/αβ变换器614。dq/αβ变换器614将dq轴电压值变换为αβ轴电压值。

在步骤S4中，控制装置500的感应电压校正器620通过式(2)和(3)，生成感应电压的校正值。

在步骤S5中，控制装置500的FF电压校正器640进行式(14)～式(16)的运算，生成FF电压校正值。

在步骤S6中，控制装置500的加法器608对步骤S2～S5的结果进行相加，将所得的和作为αβ轴电压指令值V_α，V_β输出。

在步骤S7中，控制装置500的运算块524对αβ轴电压指令值V_α，V_β进行克拉克逆变换，生成3相的电压指令值Vu、Vv、Vw。

通过上述的步骤，控制装置500能够将3相的电压指令值Vu、Vv、Vw供给到逆变器300。

5.模拟结果

本发明人进行了模拟。图9示出模拟结果。图9的(a)示出不进行FF电压校正时的、dq轴电流指令值与电流响应之差，(b)示出进行FF电压校正时的、dq轴电流指令值与电流响应之差。学习期间用“TLearn”表示。

在图9的(b)中，可在学习期间TLearn中通过FF电压校正处理对模型误差进行校正，减少了电流指令值与电流响应之差。另一方面，在图9的(a)中，在学习期间Tlearn的期间，持续地产生与学习开始前相同的差。

关注经过学习期间TLearn之后。在图9的(b)中，与学习期间Tlearn中的差相比，进一步减小了差。另一方面，在图9的(a)中，在经过学习期间TLearn之后减小了差，但是，该差大于图9的(b)所示的差。

因此，在进行了FF电压校正处理的情况下，相比于不进行FF电压校正处理的情况，电流指令值与电流响应之差更小。因此，确认到通过进行FF电压校正处理，实现了精度更高的电流控制。

说明了本公开的非限定的例示性实施方式。

上述的说明还能够应用于除了马达的旋转的控制以外的情况。例如，上述的说明还能够应用于为了驱动硬盘驱动器的头而使用的致动器的控制。该致动器的控制中能够使用高次谐波电流。因此，如果应用本公开的控制方法，则能够使电流高精度地跟踪高次谐波电流指令。

或者，上述的说明还能够应用于原子力显微镜的控制。例如，在原子力显微镜中，为了以光学方式测量悬臂的微小位移，利用激光二极管。为了减少从激光二极管(LD)产生的噪音，利用对LD施加300～500MHz的高频电流而对LD的光进行高频调制驱动的高频叠加法。因此，如果应用本公开的控制方法，则能够使电流高精度地跟踪高次谐波电流指令。

产业上的可利用性

本公开能够应用于进行使电流高精度地跟踪高次谐波电流指令的控制的用途。

标号说明

100：永磁同步马达；100S：永磁同步马达的定子；100R：永磁同步马达的转子；102：设备；200：位置传感器；300：逆变器；302：PWM保持器；500：控制装置；522、524：运算块；600：PTC块；602：前馈(FF)控制器；604：反馈(FB)控制器；606a、606b：离散时间算子块；610：αβ/dq变换器；612：PI控制器；614：dq/αβ变换器；620：感应电压校正器；640：前馈(FF)电压校正器；660：反复控制器、1000：马达控制系统