基于多层正交调制的多载波发送方法及接收方法
阅读说明：本技术 基于多层正交调制的多载波发送方法及接收方法 (Multi-carrier sending method and receiving method based on multi-layer orthogonal modulation ) 是由 陈晓华 王祥 于 2021-08-25 设计创作，主要内容包括：基于多层正交调制的多载波发送方法及接收方法,解决了现有多载波传输硬件复杂度高的问题,属于通信领域。本发明发送多载波时,在发送端,对2M路信号s-(p)(t)进行log-(2)2M层正交调制,获得一路信号发送给接收端,log-(2)2M层的调制频率分别为f-(1)至及f-(c),其中利用振荡器产生一个频率载波,在该频率载波基础上共产生log-(2)(2M)-1个不同频率的载波,且log-(2)(2M)-1个频率依次按a倍递增,f-(1)至为log-(2)(2M)-1个频率任意顺序组合,f-(c)表示射频载波的频率,a≥2。在接收端,接收信号进行log-(2)2M层正交解调,第一层使用频率f-(c)进行正交解调,第2层至第log-(2)2M层解调时分别使用频率至f-(1)进行正交解调,与发送端调制时的调制频率相同。(A multi-carrier sending method and a multi-carrier receiving method based on multi-layer orthogonal modulation solve the problem of high complexity of the existing multi-carrier transmission hardware, and belong to the field of communication. When the invention sends multiple carriers, at the sending end, 2M paths of signals s are processed p (t) log of 2 2M layer quadrature modulation, obtaining one path signal and sending to receiving end, log 2 The modulation frequencies of the 2M layers are respectively f 1 To And f c Wherein an oscillator is used to generate a frequency carrier on the basis of which a log is co-generated 2 (2M) -1 carriers of different frequencies, and log 2 (2M) -1 frequency is increased by a times in sequence, f 1 To Is log 2 (2M) -1 frequencies combined in an arbitrary order, f c Representing the frequency of a radio frequency carrier, aNot less than 2. At the receiving end, the received signal is log 2 2M layers of quadrature demodulation, the first layer using a frequency f c Performing quadrature demodulation, layer 2 to log 2 Frequency is used in 2M layer demodulation To f 1 Quadrature demodulation is performed at the same modulation frequency as that at the time of modulation at the transmitting end.)
技术领域
本发明涉及一种多载发送及接收的实现方法，属于通信领域。
背景技术
正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)在过去一直扮演着非常重要的角色，例如4G和WiFi。而且它仍在5G NR中使用。在OFDM中，高速串行数据流被转换成几个低速数据流，接收端只需要进行简单的均衡就可以恢复数据。但其简单性主要是由于当循环前缀(Cyclic Prefix，CP)大于信道延迟扩展时，消除了载波间干扰和符号间干扰。然而，CP的传输需要消耗额外的带宽，导致频谱效率降低。例如，在5GNR中，在某些情况下，CP的长度是OFDM符号的19.5％。因此，CP将成为未来的通信进一步提高频谱效率的瓶颈。此外，大带宽是通信发展的方向。在OFDM方案下，更大的带宽往往意味着更多的子载波。这将使峰均比(peak-to-average ratio，PAPR)问题更加严重。
事实上，多载波调制并非只有OFDM一种。最早的多载波来自于传统的FDM技术，使用滤波器来分隔各个子带，每个子带需要使用的带宽为(1+ε)fs，这超过了奈奎斯特最小值fs，因此频谱利用效率为1/(1+ε)，而且当时需要过渡带非常窄的滤波器设计才能实现比较高的频谱效率。在过去，一些系统使用了这种方式，如Kinematic、Kanthryn等。后来研究者们发现可以允许一定的子带重叠以提升频谱效率，每个子带需要的带宽依然为(1+ε)fs，子带之间在-3dB频率处重叠，最终效果为叠加后的频谱是平坦的。如果ε＜1，每个子带仅和临近的子带重叠，子带间的正交性通过滤波器组来实现，因此滤波器所需的数量会很多。同时也有学者利用Sinc函数来分离载波，跟前面的不同，每个载波并非是带限的，并且分离子载波并非使用带通滤波器而是使用基带处理，发送端接收端都可以使用FFT技术来实现，这也就是我们所熟悉的OFDM。
自从上个70年代研究者提出OFDM以来，OFDM经历了蓬勃的发展。然而直到现在，它依然面临者许多问题难以解决，如CP消耗了额外的带宽而没有有效传输信息，很高的PAPR，很高的带外泄露等等。但是这些问题在射频多载波传输中都是不存在的。但是这种多载波模式需要大量的射频振荡器，当载波数较大时，复杂度极高。事实上在满足可靠传输要求的同时，尽可能降低设备的功耗是必要的。通过采用标准的硅制造工艺例如CMOS，高度集成的设计可以降低成本和功耗。随着半导体技术的进步发展，用于数字集成电路的硅基CMOS工艺的射频性能也在逐步提升。这给多载波的发展从基带重回射频提供了基础。但是直接使用多个振荡器来实现多载波还是太过复杂，尤其是当载波数量大的时候。
发明内容
针对现有多载波传输硬件复杂度高的问题，本发明提供一种基于多层正交调制的多载波发送方法及接收方法。
本发明的一种基于多层正交调制的多载波发送方法，包括：
S1、发送端比特流bT经过星座映射得到dT，然后经串并转换后产生M路并行信号dm，并行信号dm进行预变换W，得到M路复信号xm，m＝1，…，M；
S2、将复信号xm的实部和虚部分离，得到2M路实信号sp，p＝1，…，2M；
S3、2M路实信号sp经过脉冲成形，得到连续时间信号sp(t)；
S4、对2M路信号sp(t)进行log22M层正交调制，其中第l层调制对象为2M路信号sp(t)，之后每一层的调制对象为前一层的调制输出；第k层的调制过程为奇数项通道数据利用来调制，偶数项通道数据利用来调制，并将奇数项通道和相邻的后一个偶数项通道调制的数据相加后作为该层调制输出的一个通道数据，k＝1，…，log2(2M)-1；最后一层的调制过程为对两个通道数据分别利用和来调制，调制后的数据相加后得到信号将信号发送；
f1至及fc为调制频率，调制频率的获取方法为：
利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生log2(2M)-1个不同频率的载波，且log2(2M)-1个频率依次按a倍递增，f1至为log2(2M)-1个频率任意顺序组合，fc表示射频载波的频率，a≥2。
作为优选，f1≥B/2，每路信号的带宽为B，fα≥2fα-1，α＝2，…，log2(2M)-1，fc根据实际需要的射频频率来设置。
作为优选，产生log2(2M)-1个不同频率的载波的方法包括：
利用一个低频振荡器产生第1个频率载波，第1个频率载波经一个倍频器产生第2个频率载波，将第2个频率载波输入至第二个倍频器产生第3个频率载波，依次类推，直至产生第log2(2M)-1个频率载波；
利用一个射频振荡器产生频率为fc的射频载波。
作为优选，利用一个高频振荡器产生第1个频率载波，第1个频率载波经一个分频器产生第2个频率载波，将第2个频率载波输入至第二个分频器产生第3个频率载波，依次类推，直至产生第log2(2M)-1个频率载波；
利用一个射频振荡器产生频率为fc的射频载波。
作为优选，利用一个中频振荡器产生第1个频率载波，第1个频率载波经一个分频器产生第2个频率载波，将第2个频率载波输入至第二个分频器产生第3个频率载波，依次类推，直至产生第b个频率载波；
第一个频率载波经一个倍频器产生第b+1个频率载波，将第b+1个频率载波输入至第二个倍频器产生第b+2个频率载波，依次类推，直至产生第log2(2M)-1个频率载波；
利用一个射频振荡器产生频率为fc的射频载波。
作为优选，并行信号dm进行预变换，得到M路复信号xm的方法包括：
x＝Wd＝[x1，…，xM]T
W表示预变换矩阵；
当M＝2n时，W＝Wn，有
且
本发明还提供一种基于多层正交调制的多载波接收方法，包括：
S5、接收端接收信号信号进行log22M层正交解调，其中第1层的解调对象为信号之后每一层的解调对象为前一层的解调输出；第一层使用频率fc进行正交解调，获得两路输出；第2层至第log22M层解调时分别使用频率至f1进行正交解调，得到2M路信号p＝1，…，2M；
f1至及fc为解调频率，且与发送端调制时的频率相同，解调频率的获取方法为：
利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生f1至频率的载波；
S6、2M路信号经过脉冲成型匹配滤波器，得到基带连续时间信号rp(t)，基带连续时间信号rp(t)经过采样得到数字实信号r＝[r1，r2，…，r2M]T；
S7、2M路数字实信号两两一组组成M路数字复信号zm，经过变换WH得到M路信号um，m＝1，…，M，u＝[u1，u2，…，uM]T，u＝WH，z＝[z1，z2，…，zM]T，WH表示W的共轭转置，W表示发送端调制前变换为复信号时的预变换矩阵；
S8、M路信号um分别进行单抽头均衡得到M路信号ym，y＝[y1，y2，…，yM]T，M路信号ym依次经过并串变换和星座解映射得到比特流估计值bT。
本发明还提供一种基于多层正交调制的多载波发送装置，包括：
星座映射模块，与串并转换模块连接，用于对比特流bT进行星座映射得到信号dT，发送给串并转换模块；
串并转换模块，与多层IQ调制模块连接，用于将信号dT进行串并转换，产生M路并行信号dm，并行信号dm发送给多层IQ调制模块；
频率产生模块，与多层IQ调制模块连接，用于利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生log2(2M)-1个不同频率的载波，且log2(2M)-1个频率依次按a倍递增，将log2(2M)-1个频率任意顺序组合，作为调制频率f1至a≥2，利用射频振荡器产生频率为fc的射频载波，将f1至及fc发送至多层IQ调制模块；
多层IQ调制模块，与发送天线连接，用于对M路并行信号dm进行预变换W，得到M路复信号xm，m＝1，…，M；2M路实信号sp经过脉冲成形，得到连续时间信号sp(t)；对2M路信号sp(t)进行log22M层正交调制，其中第1层调制对象为2M路信号sp(t)，之后每一层的调制对象为前一层的调制输出；第k层的调制过程为奇数项通道数据利用来调制，偶数项通道数据利用来调制，并将奇数项通道和相邻的后一个偶数项通道调制的数据相加后作为该层调制输出的一个通道数据；k＝1，…，log2(2M)-1；最后一层的调制过程为对两个通道数据分别利用和来调制，调制后的数据相加后得到信号并发送给发送天线；
发送天线，用于把信号发送。
本发明还提供一种基于多层正交调制的多载波接收装置，包括：
接收天线，与多层IQ解调模块连接，用于接收端接收信号并发送给多层IQ解调模块；
频率产生模块，与多层IQ解调模块连接，用于利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生f1至频率的载波；利用射频振荡器产生频率为fc的射频载波，将f1至及fc发送至多层IQ解调制模块；f1至及fc为解调频率，且与发送端调制时的频率相同；
多层IQ解调模块，与单抽头均衡器连接，用对接收信号进行log22M层正交解调，其中第1层的解调对象为信号之后每一层的解调对象为前一层的解调输出；第一层使用频率fc进行正交解调，获得两路输出；第2层至第log22M层解调时分别使用频率至f1进行正交解调，得到2M路信号p＝1，…，2M；2M路信号经过脉冲成型匹配滤波器，得到基带连续时间信号rp(t)，基带连续时间信号rp(t)经过采样得到数字实信号r＝[r1，r2，…，r2M]T；2M路数字实信号两两一组组成M路数字复信号zm，经过变换WH得到M路信号um，u＝[u1，u2，…，uM]T，u＝WHz，z＝[z1，z2，…，zM]T，WH表示W的共轭转置，W表示发送端调制前变换为复信号时的预变换矩阵，将M路信号um发送给单抽头均衡器；m＝1，…，M；
单抽头均衡器，与串并变换模块连接，用于将M路信号um分别进行单抽头均衡得到M路信号ym，y＝[y1，y2，…，yM]T，并将M路信号ym发送给串并变换模块；
串并变换模块，与星座解映射模块连接，用于将M路信号ym经过并串变换，得到一路串行信号yT，并发送给星座解映射模块；f1至为依次递增的倍频频率的任意顺序组合，fc表示射频载波的频率；f1至及fc与发送装置调制时的频率相同；
星座解映射模块，用于将串行信号yT进行星座解映射得到比特流估计值bT。
本发明的有益效果，本发明采用多层正交调制方式来实现多载波，仅需2个振荡器即可实现多载波传输。
附图说明
图1是本发明所述的多层正交调制发射端框图；
图2是本发明所述的多层正交解调接收端框图；
图3、图4是本发明所述各载波频率生成框图；
图5、图6分别为图3、图4载波频率生成方案得到的多载波频谱示意图；
图7为本发明的多层正交调制多载波结构与OFDM多载波结构的误码率对比图；Eb表示每比特能量，No表示噪声功率谱密度；
图8为本发明的多层正交调制多载波结构与OFDM多载波结构的频谱利用效率对比图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
本实施方式的基于多层正交调制的多载波发送方法，包括：
步骤一、如图1所示，发送端比特流bT经过星座映射得到dT，然后经串并转换后产生M路并行信号dm，并行信号dm进行预变换W，得到M路复信号xm，m＝1，…，M；
x＝Wd＝[x1，…，xM]T
对于所有的m∈{1，…，M}，xm是一个复信号，其可以表示为xm＝s(2m-1)+js2m。
步骤二、将复信号xm的实部和虚部分离，得到2M路实信号sp，p＝1，…，2M；
步骤三、2M路实信号sp经过脉冲成形，得到连续时间信号sp(t)；
连续时间信号sp(t)＝sp*gPS(t)。gPs(t)表示脉冲成形滤波器的时域响应。
步骤四、对2M路信号sp(t)进行log22M层正交调制，其中第1层调制对象为2M路信号sp(t)，之后每一层的调制对象为前一层的调制输出；第k层的调制过程为奇数项通道数据利用来调制，偶数项通道数据利用来调制，并将奇数项通道和相邻的后一个偶数项通道调制的数据相加后作为该层调制输出的一个通道数据，k＝1，…，log2(2M)-1；最后一层的调制过程为对两个通道数据分别利用和来调制，调制后的数据相加后得到信号将信号发送；
如图1，所有2M路连续时间信号进入第一层正交调制，在第一层正交调制中利用频率为f1的载波进行调制，其中奇数项通道数据利用来调制，偶数项通道数据利用来调制，然后两两相加得到M路和信号，即对于第一个通道数据，会得到对于第二个通道的数据，会得到这两个通道的信号叠加。对于最后两个通道的数据，也就是第2M-1和第2M个通道的数据，会得到和这两个通道的信号进行叠加。经过第一层正交调制的信号进入第二层正交调制，与第一层正交调制类似，经过第一层正交调制后的信号两两一组，利用频率为f2的载波进行调制，即最初的第1个通道数据和第2个通道的数据叠加后使用进行调制得到新的第1个通道数据，第3、4个通道的数据叠加后使用进行调制得到新的第2个通道的数据，这新的两个通道的数据叠加，然后以此类推。与第二层正交调制相同，依次一层一层进行调制，直至调制到第log2(2M)-1层，此时的调制频率为调制完后会得到2个通道的数据。然后进行最后一层调制，调制频率为fc，这样最后的2个通道的信号，分别是由和调制后叠加，这个信号形式为
其中，qp(t)表示多层正交调制后信号sP(t)的系数，它的具体形式为
其中，p＝1，…，2M，pmod2表示p除以2的余数，表示不大于(p-1)/2的最大整数。
本实施方式中f1至及fc为调制频率，调制频率的获取方法为：
利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生log2(2M)-1个不同频率的载波，且log2(2M)-1个频率依次按a倍递增，f1至为log2(2M)-1个频率任意顺序组合，fc表示射频载波的频率，a≥2。
在本实施方式中，若要实现M个载波的调制，仅需要一个射频振荡器、一个高频/中频/低频振荡器以及log2(2M)-2个分频器/倍频器或者分频器与倍频器的组合。这与传统的射频多载波相比，大大降低多载波硬件复杂度。
本实施方式中并行信号dm进行预变换，得到M路复信号xm的方法包括：
x＝Wd＝[x1，…，xM]T
W表示预变换矩阵；
当M＝2n时，W＝Wn，有
且
本实施方式中与发送方法对应的基于多层正交调制的多载波接收方法，包括：
步骤五、如图2所示，接收端接收信号信号进行log22M层正交解调，其中第1层的解调对象为信号之后每一层的解调对象为前一层的解调输出；第一层使用频率fc进行正交解调，获得两路输出；第2层至第log22M层解调时分别使用频率至f1进行正交解调，得到2M路信号p＝1，…，2M.
f1至及fc为解调频率，且与发送端调制时的频率相同，解调频率的获取方法为：利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生f1至频率的载波；
如图2所示，信号首先进入第1层正交解调，使用频率fc进行解调，分别为和进过第1层正交解调后的两路信号各自都经过和后得到4路信号，以此类推。最后各路信号进入第log2(2M)层正交解调，分别由和解调得到最终的2M路信号p＝1，…，2M。
步骤六、2M路信号经过脉冲成型匹配滤波器，得到基带连续时间信号rp(t)，基带连续时间信号rp(t)经过采样得到数字实信号r＝[r1，r2，…，r2M]T：
其中，gMF(t)表示各路脉冲成形匹配滤波器的时域响应。
步骤七、2M路数字实信号两两一组组成M路数字复信号zm，经过变换WH得到M路信号um，m＝1，…，M，u＝[u1，u2，…，uM]T，u＝WHz，z＝[z1，…，zM]T＝[r1+jr2，…，r2M-1+r2M]T，WH表示W的共轭转置，W表示发送端调制前变换为复信号时的预变换矩；
步骤八、M路信号um分别进行单抽头均衡得到M路信号ym，y＝[y1，y2，…，yM]T，hm为信道估计得到的第m个通道的信道信息，表示hm的逆，M路信号ym依次经过并串变换和星座解映射得到比特流估计值bT。
在以上说明中使用了log2(2M)个不同频率的载波，分别为它们的设置方法为：
根据每个通道的符号速率R，则需要的带宽为B＝(1+ε)R，ε表示滤波器过渡带和通带的比值，其大小与滤波器设计有关。本实施方式f1≥B/2，每路信号的带宽为B，fα≥2fα-1，α＝2，…，log2(2M)-1，fc根据实际需要的射频频率来设置。
为了实现多个子载波无间隔排布，优选实施例中第一层调制频率需要设置为f1＝B/2，第α层正交调制频率设置为
fα＝2fα-1
式中，α∈{2，…，log2(2M)-1}。最后一层调制频率fc可以根据实际的射频需求来设置。需要注意的是以上设置方法仅仅是一个示例。在这个示例中，假设了第1层使用的振荡器频率为最低，之后每层调制频率均比前一层高。这样表述只是为了表示方便，事实上，α的大小与fα的大小没有关系，例如还可以设置第1层的调制频率最低(不包括最后一层调制频率fc)，这样经过多层正交调制后的信号频谱如图5所示。在这里需要区分两个概念，一个是每层的调制频率fα，(α＝1，…，log2(2M))，另一个是子载波频率调制完成后各个子载波的实际频率为
另外，本实施方式也可以设置第1层的调制频率最高(不包括最后一层调制频率fc)，这样经过多层正交调制后的信号频谱如图6所示。不止以上两种特例，本实施方式还可以设置第2层调制频率最高、第3层调制频率最高等等。总的来说在产生了各层调制频率后，每层调制频率的顺序可以任意搭配。所以本实施方式中对按a倍递增的log2(2M)-1个不同频率的载波，f1至为log2(2M)-1个频率任意顺序组合。
各层调制频率设置完毕后，需要产生这些频率的载波，可以通过以下方法产生得到：
方法一：如图3，一个低频振荡器产生频率为f1的载波，然后利用二倍频器可以得到频率为f2的载波，再通过一个二倍频器可以得到频率为f3＝2f2的载波，依次类推，可以得到频率为的载波，最后可以利用一个高频振荡器产生频率为fc的射频载波。这样一共需要1个低频振荡器、一个射频振荡器以及log2(2M)-2个倍频器。
方法二：如图4，一个高频振荡器产生频率为的载波，然后利用二分频器可以得到频率为的载波，再通过一个二分频器可以得到频率为的载波，依次类推，可以得到频率为f1的载波，最后可以利用一个高频振荡器产生频率为fc的射频载波。这样一共需要1个高频频振荡器、一个射频振荡器以及log2(2M)-2个分频器。
方法三、利用一个中频振荡器产生第1个频率载波，第1个频率载波经一个分频器产生第2个频率载波，将第2个频率载波输入至第二个分频器产生第3个频率载波，依次类推，直至产生第b个频率载波；
第一个频率载波经一个倍频器产生第b+1个频率载波，将第b+1个频率载波输入至第二个倍频器产生第b+2个频率载波，依次类推，直至产生第log2(2M)-1个频率载波；
利用一个射频振荡器产生频率为fc的射频载波。
表1给出了本实施方式的多载波发送方式和传统射频多载波需要射频芯片面积和功耗的对比，如表1所示，在载波数相同时，本实施方式所需射频芯片面积和功耗均优于传统射频多载波，且载波数越大，这种优势也越大。
表1射频复杂度对比
与此同时，本实施方式也不存在OFDM的大量缺点，如需要CP、带外泄露高、PAPR高等问题。如图7给出了实施方式和OFDM在相同的信道条件下的误比特率比较。仿真采用未编码的QPSK，载波数为64，当CP长度分别为8、12、16时，OFDM符号长度为分别为72、76、80。仿真中信道的时延扩展为15，且为等功率的16条路径，其相互独立且均服从瑞利分布。当CP长度为16时，CP长度恰好超过信道时延扩展，因此OFDM表现出和本实施方式相同的误比特率，当CP长度小于时延扩展时，OFDM则表现出明显的性能衰减，如图7所示。图8在相同的信道条件下比较了两种多载波方式的频谱利用效率。可以看出实施方式的频谱效率要高于OFDM方案。在CP长度小于时延扩展的情况下，本实施方式不仅误比特率性能优于OFDM，频谱利用效率也优于OFDM方案。
本实施方式的基于多层正交调制的多载波发送装置，包括：
星座映射模块，与串并转换模块连接，用于对比特流bT进行星座映射得到信号dT，发送给串并转换模块；
串并转换模块，与多层IQ调制模块连接，用于将信号dT进行串并转换，产生M路并行信号dm，并行信号dm发送给多层IQ调制模块；
频率产生模块，与多层IQ调制模块连接，用于利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生log2(2M)-1个不同频率的载波，且log2(2M)-1个频率依次按a倍递增，将log2(2M)-1个频率任意顺序组合，作为调制频率f1至a≥2，利用射频振荡器产生频率为fc的射频载波，将f1至及fc发送至多层IQ调制模块；
多层IQ调制模块，与发送天线连接，用于对M路并行信号dm进行预变换W，得到M路复信号xm，m＝1，…，M；2M路实信号sp经过脉冲成形，得到连续时间信号sp(t)；对2M路信号sp(t)进行log22M层正交调制，其中第1层调制对象为2M路信号sp(t)，之后每一层的调制对象为前一层的调制输出；第k层的调制过程为奇数项通道数据利用来调制，偶数项通道数据利用来调制，并将奇数项通道和相邻的后一个偶数项通道调制的数据相加后作为该层调制输出的一个通道数据；k＝1，…，log2(2M)-1；最后一层的调制过程为对两个通道数据分别利用和来调制，调制后的数据相加后得到信号并发送给发送天线；
发送天线，用于把信号发送。
本实施方式的基于多层正交调制的多载波接收装置，包括：
接收天线，与多层IQ解调模块连接，用于接收端接收信号并发送给多层IQ解调模块；
频率产生模块，与多层IQ解调模块连接，用于利用振荡器产生一个频率载波，在该频率载波基础上共产生f1至频率的载波；利用射频振荡器产生频率为fc的射频载波，将f1至及fc发送至多层IQ解调制模块；f1至及fc为解调频率，且与发送端调制时的频率相同；
多层IQ解调模块，与单抽头均衡器连接，用对接收信号进行log22M层正交解调，其中第1层的解调对象为信号之后每一层的解调对象为前一层的解调输出；第一层使用频率fc进行正交解调，获得两路输出；第2层至第log22M层解调时分别使用频率至f1进行正交解调，得到2M路信号p＝1，…，2M；2M路信号经过脉冲成型匹配滤波器，得到基带连续时间信号rp(t)，基带连续时间信号rp(t)经过采样得到数字实信号r＝[r1，r2，…，r2M]T；2M路数字实信号两两一组组成M路数字复信号zm，经过变换WH得到M路信号um，u＝[u1，u2，…，uM]T，u＝WHz，z＝[z1，z2，…，zM]T，WH表示W的共轭转置，W表示发送端调制前变换为复信号时的预变换矩阵，将M路信号um发送给单抽头均衡器；m＝1，…，M；
单抽头均衡器，与串并变换模块连接，用于将M路信号um分别进行单抽头均衡得到M路信号ym，y＝[y1，y2，…，yM]T，并将M路信号ym发送给串并变换模块；
串并变换模块，与星座解映射模块连接，用于将M路信号ym经过并串变换，得到一路串行信号yT，并发送给星座解映射模块；f1至为依次递增的倍频频率的任意顺序组合，fc表示射频载波的频率；f1至及fc与发送装置调制时的频率相同；
星座解映射模块，用于将串行信号yT进行星座解映射得到比特流估计值bT。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。