具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

实施例1

参照图1所示，本发明提出一种基于电容感测的直线位移测量装置，包括：可变电容器、电感4、电容5、电容数字检测器6和微处理器7；所述可变电容器、电感4和电容5均并联在所述电容数字检测器6上，且均接地；电容数字检测器6通过IIC接口与所述微处理器相连接；所述微处理器通过串口与智能终端相连接。

其中，可变电容器包括：第一金属薄片1、第二金属薄片2、纤维板3；第一金属薄片1和第二金属薄片2上下放置，间隔固定的距离，其内侧之间设有纤维板3；下面的第二金属薄片2的位置固定，上面的第一金属薄片1能够从最左端向右沿直线平行移动，当上层金属薄片移动时，上、下两个金属薄片的重合面积将会发生变化，会导致可变电容器上的寄生电容发生改变。第一金属薄片1和第二金属薄片2外侧分别与电感4和电容5的两端连接。

本发明选用的金属薄片均为单面覆铜板，长15cm，宽10cm，厚度为35um；纤维板3选用的是玻璃纤维板，厚度为1.4cm，介电常数为4.5；所述纤维板(3)、第一金属薄片(1)和所述第二金属薄片(2)面积相同。

本发明基于非接触式电容感测技术，用两个单面覆铜板正对着放在一起，中间用绝缘层隔离，间隔距离固定不变。下面的覆铜板固定不变，上面可沿直线移动，在不同的位置，上、下两面重合的面积不同，覆铜板上产生的寄生电容的大小会发生变化。由于这种变化是微弱的，因此，本发明采用FDC2214电容数字检测器来感知这种微弱变化，将其转换为高达28位二进制数的数字量，通过IIC接口的SDA(数据线)、SCL(时钟线)输出给高性能嵌入式微处理器STM32F103ZET6进行数据处理，得到准确的直线位移信息。

其中，FDC2214电容数字检测器是TI公司的新型电容数字检测器，具有如下特点：(1)抗电磁干扰(EMI)架构；(2)IIC接口最高输出速率13.3KSPS；(3)最大输入电容：250nF(10kHz频率，1mH电感时)(4)传感器激励频率：10kHz至10MHz；(5)通道数为4；(6)分辨率：高达28位；(7)均方根(RMS)噪声：0.3fF(100SPS，且f_传感器＝5MHz时)；(8)电源电压：2.7V至3.6V；(9)功耗：2.1mA(有源)。FDC2214是一种低功耗、低成本且高分辨率的非接触式感测技术，适用于接近度检测、手势识别、水位检测等各类应用。本发明正是利用这种高精度的FDC2214电容数字检测器来感知这种微弱的变化，将其转换为高精度的数字量输出，提高了其测量精度。

基于此，参照图2所示，本发明提出了一种基于电容感测的直线位移测量方法，具体包括以下步骤：

S1、通过电容数字检测器6对可变电容器进行数据监测，并采用微处理器7对监测的数据进行采集；

其中，电容的计算表达式为：

式中，A表示一个板极的面积，单位是m²；d表示板极之间的距离，单位是m；C为电容，单位是F；ε是相对于空气的介电常数。此外，常见介电质的相对介电常数如表1所示：

表1

从式(1)中可得，电容容量C的大小与介质常数ε、板极的面积A成正比，与板极之间的距离d成反比。对于本发明的直线位移检测装置而言，其介质常数和距离是固定的，此时，只改变两个单面覆铜板之间的接触面积A，即可得到可变电容器。

参照图3所示，本发明选用的金属薄片均为单面覆铜板，长15cm，宽10cm，厚度为35um；纤维板3选用的是玻璃纤维板，厚度d为1.4cm，介电常数为4.5；将上述参数代入式(1)中，可得到电容C的大小，如式(2)所示：

即，C＝2.845×10^-9×A…………(2)

式(2)中，C为电容容量大小，A为上、下覆铜板的重合面积；从式(2)中可以看出，电容容量C的大小与两个单面覆铜板的重合面积A成正比。当第一覆铜板从最左端向右平行移动时，每次移动1um，上、下覆铜板重合的面积每次增加10cm*15cm*1um，其增加的电容C+如式(3)所示：

C+＝2.845×10^-10×10×10^-2×15×10^-2×1×10^-6

即，C+＝4.267×10^-17…………(3)

式(3)中，C+为上面的第一覆铜板每平行移动1um后变化的电容容量值。

由于在这种不断移动的过程中会产生变化的电容值，且随着重合面积的增大，电容容量也不断增大。当重合面积从0变化到最大10cm*15cm时，电容容量的变化范围是0～4.267*10-¹¹，如果每次步进1um，电容容量每次变化4.267*10^-17。因此，本发明采用高精度的FDC2214电容数字检测器来感知这种微弱的变化，将其转换为高精度的数字量输出。

对变化的电容容量进行测量的电路原理图参照图4所示，在采用FDC2214检测外部变化电容的大小变化时，共有4个通道，分别是0～3，如图4中的Cap Sensor0～Cap Sensor3所示，每个通道的工作原理相同，本发明以通道0为例来说明FDC2214检测可变电容器的电容变化工作原理，参照图5所示。

图5中C_x是一个可变的电容，它是可变电容器对“虚拟地”产生的一个寄生电容，与C、L并联后构成振荡电路；其中，C_x的变化范围通过式(2)计算，公式(2)中A的取值范围从0到0.015m²，因此C_x的变化范围是从0到4.267×10^-11。

然后，计算振荡电路的振荡频率f_s，其表达式为：

式(4)中，l为电感，取值为18uH；C为电容，取值为33pF；C_x是寄生电容；f_s为振荡电路的振荡频率。从式(4)中可以看出，当l固定为18uF，C固定为33pF后，振荡频率f_s与C_x的平方根成反比。将以上参数l、C、C_x代入公式(4)，计算出f_s的变化范围是0-6.5335MHz.

在实际测量中，要设置电容数字检测器FDC2214的参考工作频率，其表达式为：

式(3)中，f_ref为参考频率；f_clk为电容数字检测器FDC2214的输入频率，为提高采集速率和精度，让FDC2214外接40MHz有源晶振。CHx_FREF_DIVIDER是分频系数选择二分频，分频后的f_ref是20MHz；

最后，将分频后的f_ref转换为高达28位二进制数的数字量输出，其表达式为：

式(4)中，f_ref为分频后的参考频率，取值为20MHz；f_s是振荡电路的震荡频率，DATA_x是转换后对应的28位二进制数。这样通道0检测到微弱的电容量变化后，在FDC2214内部将外部寄生电容的微弱变化转换为高达28位的二进制数字量，然后通过IIC接口的SDA(数据线)、SCL(时钟线)输出给高性能嵌入式微处理器STM32F103ZET6进行采集处理。(其它3个通道的工作原理与通道0相同，在此不再赘述。)

S2、对FDC2214、IIC接口、微处理器7中的定时器进行初始化；

对IIC进行初始化时，要指定IIC接口数据线SDA引脚为STM32F103ZET6的PB11，IIC接口时钟线SCL引脚为STM32F103ZET6的PB10。然后按图7所示时序读取FDC2214的设备ID号0x3055成功后，完成IIC初始化工作。并对所述FDC2214内部寄存器进行详细配置。

前端采集到变化的电容后，FDC2214内部将要对其进行处理，如图6所示。对于每一个通道，要配置相应的寄存器。

以通道0为例，首先要配置CH0_FIN_SEL(0x14)，如表2所示：

表2

CH0_FIN_SEL用于设置通道0的采集频率范围。根据f_s的变化范围是0-6.5335MHz，因此，可将表2中CH0_FIN_SEL可配置为01：0.01MHZ--8.75MHz。在图6中，不仅要配置采样频率CH0_FIN_SEL，而且要配置通道0的参考时钟分频系数CH0_FREF_DIVIDER，因为整个设计的输入时钟tclkin是40MHz，所以将表2中CH0_FREF_DIVIDER设置为0000000010，对t_clkin进行2分频，采用公式(5)计算电容数字检测器FDC2214的参考工作频率，为提高采集速率和精度，让FDC2214外接40MHz有源晶振。CHx_FREF_DIVIDER是分频系数选择二分频，计算得到的f_ref是20MHz；

公式中CHx_FREF_DIVIDER取值为CH0_FREF_DIVIDER，计算后得到f_ref的时钟频率是20MHz。最终通道0寄存器CLOCK_DIVIDERS_CH0的配置是0001000000000010，即0x1002。

接下来配置MUX_CONFIG(0x1B)，如表3所示：

表3

首先要设置RR_SEQUENCE＝10，选择转换的通道0、1、2、3。AUTOSCAN_EN设置为1，连续扫描这4个通道。DEGLITCH选择为101，大于震荡频率10MHz带宽后滤波，其它的为默认值。最终MUX_CONFIG寄存器的值为1100001000001101，即0xc20d。这样，就在检测装置中采用了抗尖峰滤波，在后续的微处理器设置中继续用软件抗尖峰滤波算法，以确保采集信号的平滑性。

下面设置CONFIG寄存器，如表4所示：

表4

由于表3中设置MUX_CONFIG.RR_SEQUENCE为10，因此ACTIVE_CHAN为默认值00，SLEEP_MODE_EN为0，正常工作模式，SENSOR_ACTIVE_SEL＝1，是正常工作模式；

REF_CLK_SRC＝1，选择外部有源晶振40MHz，INTB_DIS＝1，非中断模式，HIGH_CURRENT_DRV＝0，正常工作模式，其余设置为默认值。最终CONFIG寄存器的配置为0000001010000001，即0x0281。

对FDC2214寄存器配置后，FDC2214就可将通道0中微弱的电容变化量Cx，通过公式(4)转换为变化的频率fs；然后通过公式(5)设置电容数字检测器FDC2214的参考工作频率；其中，CHx_FREF_DIVIDER是分频系数，x可取值为0、1、2、3，分别代表通道0、1、2、3。设置方法参考表2所述，对通道0而言，设置值是0000000010，实现二分频。分频后f_ref的频率是20MHz。其余通道与此计算方法相同。最后将根据公式(6)将这个变化的频率转换为28位数字量输出，其中，DATA_x是转换后对应的28位二进制数，x可取值为0、1、2、3，分别代表通道0、1、2、3。通过公式(4)，计算出f_s的变化范围是0-6.5335MHz，在公式(6)中可计算出DATA_x的取值范围是0-87691152。这样就可将外部寄生电容的微弱变化转变为高达28位的二进制数输出，用IIC接口可连接各种微处理器，进行采集处理。

S3、用IIC接口读取FDC2214通道0的数值，用尖峰滤波算法去除干扰，然后采用微处理器7对滤波后的监测数据进行分析处理，计算得到水平位移信息。

微处理器读取FDC2214的28位二进制采用标准的IIC接口，遵循标准的IIC读写协议。图7中给出了IIC读取数据时序图，为增加数据传输的稳定性和可靠性，在SDA和SCL上要接上拉电阻，阻值为10KΩ。同时，为降低电源干扰，在3.3V附近要接两个滤波电容，分别是0.1uF和1uF。SCL发出连续的时钟信号，在每个不同的周期内，SDA发出地址、数据或控制信号。在图7中SDA首先发出7位地址A0-A6，等待从设备应答，成功后，就可读取16位数据D0-D15.

当STM32F103ZET6与FDC2214进行通信时，从设备FDC2214的ID号是0x3055.读取正确后，就可通过表5读取通道0-通道3的32位变换值。处理后存储为28位二进制数。其中通道0～3对应的内部寄存器表5所示。

表5

从表5中可以看出每个通道对应的有高16位和低16位数据，可存储总共32位二进制数，而实际中有效位只有28位，可采用低对齐方式，即低16位数据与高12位数据组合成28位数据，以通道0为例，软件处理中采用如下代码实现。

((DATA_CH0&Ox0FFF)<<16)|(DATA_LSB_CHO)

即，将通道0高16位DATA_CH0中的数值与0x0FFF做逻辑与运算，将高4位值清零，将得到的12位二进制数左移16位，然后与低16位寄存器DATA_LSB_CHO中的值做逻辑或运算，得到28位二进制数。

其次，在数据采集中，由于有干扰的存在，会使得测量值不准确。因此必须进行软件滤波处理，下面描述具体的软件滤波算法：经过前端的硬件滤波，将寄存器MUX_CONFIG(0x1B)中的RR_SEQUENCE为设置10，DEGLITCH选择为101，当震荡频率大于10MHz带宽后就进行硬件尖峰滤波了。当用软件采集处理数据时，数据干扰已经较小了。但还有干扰存在，所以还要进行软件滤波处理(采用尖峰滤波算法)。

在进行位移测量时，对于固定位置而言，其测量值应该是固定的，如果出现了剧烈跳变的测量值，用尖峰滤波算法将其滤掉。具体算法如下：

步骤1：对于每次测量，都要采集多个点。

步骤2：比较相邻值的差值，估算出整个测量过程中差值的变化范围。

步骤3：查找出差值变化超出变化范围n(一般大于10)倍以上的点，将其去掉。

步骤4：重复进行步骤2～3，将n的值逐渐减小，直到数据曲线平滑为止。

经过多次滤波后，就可将整个曲线中的所有尖峰滤掉，保证数据的平滑性。

本发明还可对串口、SPI接口等进行初始化，SPI接口用于STM32F103ZET6和显示屏之间的连接，将测量计算后得到的水平位移信息显示出来。这些信息还可通过串口发送给电脑，在MATLAB下分析处理，方便测试。

其中，本发明的MATLAB软件编译环境是KEIL5.0，程序用C语言编写。编译通过后，将程序下载到STM32H743IIT6处理器芯片中，进行测试。

软件编译环境是KEIL5.0，程序用C语言编写。编译通过后，将程序下载到STM32F103ZET6处理器芯片中，进行测试。

在本发明装置调试好并编写好程序后，制作出测试样品，如图8所示。图8中微处理器为STM32F103ZET6模块，中间为FDC2214模块，显示屏是1.44寸真彩液晶屏，与STM32F103ZET6采用SPI接口连接。薄铜板为15cm*10cm单面覆铜板，分为上、下两个，对齐重叠，移动上面的铜板，可改变上、下两层铜板的重叠面积，用游标卡尺测量移动距离。

测试时，上、下铜板如图8所示，任意选择一个重合位置，用STM32F103ZET6读取转换后的28位数据，并将其通过串口发送给电脑，在MATLAB下分析，得到如图9所示曲线。

从图9中可以看出，测量值大部分分布在6.9*10⁷-6.97*10⁷的范围内，但存在一定的尖峰干扰。进一步对数据进行分析，统计不同值出现的概率密度，得到如图10所示的柱状图。

从图10中可以看出，共测量值3942个，其中最左边最高柱子共有2160个，取值范围从6.9*10⁷-6.93*10⁷，所占比例为54.8％；其次是取值范围从6.93*10⁷-6.97*10⁷，共有1730个，所占比例为43.8％；剩余点有52个，所占比例为1.4％。

从图9和图10中可以看出，明显存在突变的尖峰数据，采用前面所述的抗尖峰滤波算法，对其进行多次滤波，得到如图11所示波形，将未滤波前的波形(图11(a))和滤波后的波形(图11(b))进行比较，发明滤波效果明显，去除了大部分凸起的尖峰信号。

再对图11所示波形进行统计分析，得到图12所示柱状图。图12(a)所示图形与图10相同，图12(b)显示滤波后柱状图。从图12中可以看出，共有3900个点，由2部分构成，分别是最高柱子共有2240个，取值范围从6.91*10⁷-6.93*10⁷，所占比例为56.1％；其次是取值范围从6.93*10⁷-6.95*10⁷，共有1660个，所占比例为43.9％；与图12(a)没有滤波的波形比较，共去除了尖峰信号42个，有效的去除了干扰信号，滤波效果明显。

最后对滤波后的3900个数据，求取其均值，做为当前位置对应的采集数据值。

运用上述的滤波算法，可连续采集直线位移上不同点的数据。对于图8所示15cm*10cm单面覆铜板，上、下对齐重叠，为起始0点，被厚度是1.4cm的玻璃纤维板隔开，每次移动上面的铜板1um，每个位置采集350个点，经滤波处理后取301个点。连续采集8um数据，得到图13所示波形波形。

从图13可以看出，经过滤波处理后，每个位置的测量值保持水平，随着距离增大，整个数据在有规律的递增，呈现出规则梯形，取值范围从2400-4500，计算每个位置的均值，得到如图14所示曲线。

从图14可以看出，距离与测量值呈现线性关系，对其拟合后得到如公式(7)所示关系。

y＝288.6×x+2164…………(7)

从公式(7)中可以看出，距离与测量值呈现良好的线性关系。对于8um范围内的任意一个点，得到其测量值后，通过公式(7)都可以得到其所对应的位置值，对间隔1um范围内进一步细分，可使得精度可以达到10nm。

进一步增加上下铜板的间隔距离，用5cm厚的聚四氟乙烯隔开，铜板的面积保持不变，得到如图15所示数据。

从图15可以看出，增大距离后，取值范围从4000-5500，但其梯形规律未变，计算每个位置的均值，得到图16所示曲线。

对图16所示斜线进行拟合，得到如公式(8)所示线性关系。

y＝174.9×x+3926…………(8)

从公式(8)中可以看出，测量距离与测量值表现为一次线性关系。

增大上下覆铜板的面积为20cm乘以30cm，用7cm厚纸板隔开，得到如图17所示数据。从图17可以看出，增大距离后，取值范围从2900-3100，但其梯形规律未变.计算每个位置的均值，得到图18所示曲线。

对图18所示斜线进行拟合，得到如公式(9)所示线性关系。

y＝16.85×x+2928…………(9)

从公式(9)中可以看出，测量距离与测量值仍旧为一次线性关系。

测试结果表明：该方法能够快速检测移动物体直线位移，8um测量范围内精度达到10nm，理论测量精度达到1nm。

综上，本发明解决了现有直线测量技术中量程和精度无法兼顾的难题，克服现有测量技术复杂、加工难度大等缺点，实现对移动物体的精密位移测量。同时，本发明采集大量的测量数据，并对其进行硬件和软件尖峰滤波，有效去除了干扰，确保测量数据的平滑性。通过大量的实验，确定了直线位移和测量值之间的线性关系，验证了其可准确测量直线位移。如果铜板选择合适，量程范围还可以进一步加大。整个系统具有硬件电路简单、抗干扰能力强、识别率高、精度高、成本低等优点，具备一定的实用价值，可用于机床加工件直线位移测量或其它线性位移的精密测量。

以上所述的实施例仅是对本发明的优选方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。