具体实施方式

参照附图，对实施方式涉及的移相器进行说明。存在对相同或者对应的构成要素标注相同的附图标记，并省略反复说明的情况。

实施方式1.

图1是表示实施方式1涉及的移相器的图。该移相器是180度的高通/低通切换型移相器。

在输入端子IN与输出端子OUT之间相互并联连接有第1路径I与第2路径II。在第1路径I设置有高通滤波器HPF。在第2路径II设置有低通滤波器LPF。

开关SW1连接在输入端子IN与高通滤波器HPF之间。开关SW2连接在高通滤波器HPF与输出端子OUT之间。开关SW3连接在输入端子IN与低通滤波器LPF之间。开关SW4连接在低通滤波器LPF与输出端子OUT之间。这些开关SW1～SW4使高通滤波器HPF、低通滤波器LPF的一方与输入端子IN以及输出端子OUT连接，并将另一方切断。

高通滤波器HPF具有串联连接于开关SW1、SW2之间的电容器C1、C2以及连接于电容器C1、C2的连接点与接地点之间的电感器L1。低通滤波器LPF具有串联连接于开关SW3、SW4之间的电感器L2以及连接于电感器L2的两端与接地点之间的电容器C3、C4。

传送线路TL1、TL2分别设置于第1路径I以及第2路径II。此外，虽然这里在开关SW1、SW3侧设置传送线路TL1、TL2，但也可以在开关SW2、SW4侧设置。传送线路TL1、TL2的线路长度被调整为使因高通滤波器HPF以及低通滤波器LPF的电路常数与开关SW1～SW4断开(OFF)时的电容而引起的共振移动到通信频带。

接着，对本实施方式涉及的移相器的动作进行说明。通过将开关SW1、SW2接通且将开关SW3、SW4断开，来使被输入至输入端子IN的通信频率的信号通过高通滤波器HPF并从输出端子OUT输出。此时，通过相位超前。另一方面，通过将开关SW1、SW2断开且将开关SW3、SW4接通，由此信号通过低通滤波器LPF，使得通过相位延迟。这样通过4个开关SW1～SW4的切换而将信号的路径切换成高通滤波器HPF或者低通滤波器LPF，由此能够创建二个相位量，利用它们的差来获得一个移相量。

接着，将本实施方式的效果与比较例相比较来进行说明。在比较例中不存在传送线路TL1、TL2。图2是表示比较例涉及的移相器的S参数S21的相位特性的图。这里，假定开关SW1～SW4断开时的电容值为零。该移相器是在通信频率10GHz下获得180度的移相量的移相器。高通滤波器从相位－90度开始，低通滤波器从相位0度开始。图3是表示比较例涉及的移相器的S参数S21的振幅特性的图。能够观察到高通滤波器、低通滤波器的特征性的通过特性。图4是表示比较例涉及的移相器的移相量的图。移相量是高通滤波器HPF与低通滤波器LPF的相位差。可知仅频率10GHz附近成为相位差180度。

开关SW1～SW4是晶体管或者二极管等，在断开时不会理想地打开，具有微量的电容Coff。Coff取决于晶体管的尺寸与栅极长度等。因该微量的Coff而使得高通滤波器与低通滤波器的路径不会理想地分离，彼此的路径稍微干涉。图5是表示存在Coff的情况下的S参数S21的振幅特性的图。由于经由Coff与另一方的路径引起干涉，所以在S参数S21的相位特性产生共振。共振在13.5GHz附近(图5中的被单点划线的圆包围的部分)产生。该共振的频率与大小取决于高通滤波器HPF以及低通滤波器LPF的电路常数与晶体管的Coff的大小而变化。

鉴于此，在本实施方式中，将传送线路TL1、TL2的长度设定为使共振移动至通信频带。例如由于Coff的电容值越大，则产生共振的频率越低，所以只要通过将传送线路TL1、TL2的长度设定得短由此使共振向通信频带移动(shift)即可。另外，由于高通滤波器HPF或者低通滤波器LPF的电路常数越大，则产生共振的频率越低，所以只要通过将传送线路TL1、TL2的长度设定得短来使共振向通信频带移动即可。

图6是表示实施方式1涉及的移相器的S参数S21的振幅特性的图。通过设置传送线路TL1、TL2，使得共振的陡峭的移相变化减弱且向通信频带移动。具体而言，图5中在13.5GHz附近产生的共振在图6中移动到8.3GHz附近(图6中的被单点划线的圆包围的部分)，其振幅变小。

图7是表示实施方式1涉及的移相器的移相量的图。图8是表示实施方式1涉及的移相器的S参数S21的振幅特性的图。由于利用共振，所以在S参数S21的相位与振幅产生极值与拐点(脉动)。

如以上说明那样，在本实施方式中，调整了传送线路TL1、TL2的线路长度以使因高通滤波器HPF以及低通滤波器LPF的电路常数与开关SW1～SW4断开时的电容Coff引起的共振向通信频带移动。由此，如图7所示，在实施方式1中成为相位差180度的区域与比较例的图4相比变宽。因此，能够使获得移送器的所希望的移相量的频带宽频带化。由于仅通过插入传送线路等简易的电路就能够实现宽频带化，所以能够获得小型且宽频带的移相器。例如，在通信频率的中心频率为10GHz的情况下，能够覆盖8～12GHz左右作为获得所希望的移相量的频带。另外，能够覆盖IEEE的微波的频率的分类(L、Ka频带等)的各频带的频率范围。

其中，高通滤波器HPF以及低通滤波器LPF的电路常数由通信频率大致唯一地决定。另外，开关SW1～SW4的单位栅极宽度的Coff还取决于开关SW1～SW4的制造工序等，Coff＝0.1～0.5pF/mm左右。因此，能够预计到使共振向通信频带移动的传送线路TL1、TL2的线路长度成为通信频率的波长的1/4左右的长度。

实施方式2.

图9是表示实施方式2涉及的移相器的图。传送线路Tl1具有多个线路TL1a～Tld。传送线路Tl2具有多个线路TL2a～T2d。多个线路TL1a～Tld、TL2a～T2d在第1路径I以及第2路径II中分散配置。这样配置传送线路的部位不存在制约。但是，需要将多个线路TL1a～Tld的线路长度的合计以及多个线路TL2a～T2d的线路长度的合计分别调整为使共振向通信频带移动。

由于在高通滤波器HPF中通过相位成为+90°、在低通滤波器LPF中通过相位成为－90°，所以由两者形成的移相量成为180°。由于这样决定了移相量，所以在高通滤波器HPF以及低通滤波器LPF的电路内部不配置分散了的传送线路TL1a～Tld、TL2a～T2d。

能够预计到使共振向通信频带移动的多个线路TL1a～Tld的线路长度的合计以及多个线路TL2a～T2d的线路长度的合计分别成为通信频率的波长的1/4左右的长度。

在本实施方式中，能够在开关SW1～SW4、高通滤波器HPF以及低通滤波器LPF的间隙分散配置传送线路。因此，由于能够高效地进行布局，所以除了实施方式1的效果之外，还能够实现移相器的小型化。

实施方式3.

图10是表示实施方式3涉及的移相器的图。在实施方式2的第1路径I并联(Shunt)连接有电容器C5、C6，在第2路径II并联连接有电容器C7、C8。并不局限于电容器C5～C8，只要是电感器、电容器、将它们与传送线路组合而成的电路等使通过相位变化的相位变化电路即可，不限其种类以及形状。通过该相位变化电路与传送线路TL1、TL2来使通信频率的信号的通过相位变化90°。但是，需要调整传送线路TL1、TL2的线路长度与相位变化电路的通信频率量以使共振向通信频带移动。在本实施方式中，由于除了实施方式1、2的传送线路TL1、TL2之外，还能够使用电感器或者电容器等的集中常数，所以布局变得容易，能够实现移相器的小型化。其他的结构以及效果与实施方式1、2相同。

实施方式4.

图11是表示实施方式4涉及的移相器的图。电容器C9～C12分别与开关SW1～SW4并联连接。其中，电容器C9～C12可以与所有的开关SW1～SW4连接，也可以仅与一部分的晶体管连接。

通过与开关SW1～SW4的Coff并联连接的电容器C9～C12的合计的电容值显现得大，能够使高通滤波器HPF与低通滤波器LPF彼此的电路因显现而产生的共振向低频侧移动。由此，能够使实施方式1～3的传送线路TL1、TL2或者相位变化电路的尺寸减小，并且获得与实施方式1～3相同的效果。

实施方式5.

图12是表示实施方式5涉及的移相器的图。存在因在设置传送线路TL1、TL2时使用细的线路或者螺旋电感器等而导致移相器的阻抗增高的情况。因此，导致输入端子IN以及输出端子OUT的阻抗从被匹配的50Ω等偏移，存在移相器的反射特性变差的担忧。鉴于此，在本实施方式中，使阻抗匹配电路MC1、MC2分别与输入端子IN以及输出端子OUT连接。通过阻抗匹配电路MC1、MC2能够将输入端子IN以及输出端子OUT匹配为50Ω等所希望的阻抗。其结果是，能够改善移相器的反射特性，能够减少被移相器消耗的电力。其他的结构以及效果与实施方式1相同。

【附图标记说明】

I…第1路径；II…第2路径；C5～C8…电容器(相位变化电路)；C9～C12…电容器；HPF…高通滤波器；IN…输入端子；LPF…低通滤波器；MC1、MC2…阻抗匹配电路；OUT…输出端子；SW1～SW4…开关；TL1、TL2…传送线路；TL1a～Tld、TL2a～T2d…多个线路。