具体实施方式

下面将结合附图对本申请作进一步地详细描述。

本申请实施例提供一种信号处理方法及装置，用以提出一种信号处理方法，来减少色散对传输信号的影响。其中，本申请所述方法和装置基于同一技术构思，由于方法及装置解决问题的原理相似，因此装置与方法的实施可以相互参见，重复之处不再赘述。

目前，在利用光纤和TAC等作为传输材料的场景中，通常情况下发送端采用NRZ或PAM4等幅度调制的方式，用不同的信息改变发射载波的幅度；经过信道传输后，接收端利用功率检测或包络检波的方式，从接收载波上提取出幅度的变化，从而恢复出发送信号。但是面对传输线带来的色散等信道损伤时，系统性能会出现严重的恶化。为了抗色散，目前采用的方案可以有以下两种：

一种方案，由于发送端和接收端没有复杂的信号处理功能，抗色散方法一般通过非信号处理的方式实现。例如，通过在传输通道中间隙性的插入一段反常色散光纤来降低整个传输通道整体的平均色散系数；或者，通过控制发送端和接收端在不同传输距离下使用的调制模式、信号传输速度、以及信号波形等参数，使得色散损伤对接收信号的畸变控制在一定的程度内，从而实现正常的收发通信。

在这种方案中，这种技术手段的本质是通过改变传输线本身的特性，或限制系统对传输线的利用能力，从而避免色散对信号质量产生致命的畸变。但是物理上改变传输线特性的方式会涉及到传输线设计、结构或材料的变更和增替，导致成本升高和部署难度增加。而随着应用需求的不断提高，当传输距离和带宽的需求逼近或大于传输线的色散控制门限时，这种通过限制系统速率来回避ISI影响的方式也就无效了。在TAC系统中，这一缺陷尤为明显。

另一种方案，是通过在发送端或接收端增加均衡器的方式来补偿色散ISI造成的信号失真，从而提升通信系统对抗信道损伤的能力。在高波特率系统下，均衡器的实现难度急剧增大，而且会带来很大的成本和功耗代价。

综上可知，上述两种方案均不能很好地抗色散，不能被广泛使用。基于此，本申请提出一种信号处理方法，设计了一种对色散ISI相对不敏感的幅度调制方式，在不依赖均衡等ISI补偿技术的情况下，大大提高了直接检测接收端对传输系统色散总量的承受能力。这样通过本申请提供的信号处理方法可以很好地抗色散，以减少色散对传输信号的影响。

在本申请的描述中，“第一”、“第二”等词汇，仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。

为了更加清晰地描述本申请实施例的技术方案，下面结合附图，对本申请实施例提供的信号方法及装置进行详细说明。

图1示出了本申请实施例提供的信号处理方法适用的一种可能的通信系统的架构，所述通信系统的架构中包括发送端和接收端，其中，所述发送端和所述接收端之间的传输线为传输带宽较大以及较低材料成本的光纤和TAC等。

示例性的，所述发送端可以但不限于为可插拔连接器(quad small form-factorpluggable，QSPF)的发送芯片，或包含上述发送芯片的设备或装置，或太赫兹(tera hertz，THz)通信系统的发信机等；所述接收端可以但不限于为QSPF的接收芯片，或者包含上述接收芯片的设备或装置，或THz通信系统的收信机等。

本申请实施例提供的一种信号处理方法，适用于如图1所示的通信系统。参阅图2所示，该方法的具体流程包括：

步骤201、发送端对第一信号进行同相正交(in-phase/quadrature，IQ)相位旋转处理，得到第二信号，其中，所述第一信号为待调制信号和直流信号中的其中一个信号。

其中，所述待调制信号为所述发送端需要发送的实数基带信号。

步骤202、所述发送端基于所述第二信号和第三信号确定需要发送给接收端的目标信号；其中，所述第三信号为所述待调制信号和所述直流信号中除所述第一信号之外的信号。所述目标信号又可以称之为已调制信号。

在一种可选的实施方式中，根据所述第一信号和第三信号的不同情况，所述发送端的信号处理过程可以包括至少以下三种示例：

在第一种示例中，当所述第一信号为所述直流信号，所述第三信号为所述待调制信号时，所述发送端基于所述第二信号和第三信号确定所述目标信号，具体方法可以为：所述发送端将所述第二信号和所述待调制信号合并为第四信号，并基于载波信号对所述第四信号进行载波调制得到所述目标信号(即所述已调制信号)。例如，所述发送端得到所述已调制信号的信号处理过程可以如图3所示。

具体的，所述直流信号经过IQ相位旋转后可以变为一个复基带信号。

在第二种示例中，当所述第一信号为所述直流信号，所述第三信号为所述待调制信号时，所述直流信号为载波信号调制后得到的；所述发送端基于所述第二信号和第三信号确定目标信号，具体方法可以为：所述发送端基于所述载波信号对所述待调制信号进行载波调制得到第五信号，并将所述第五信号和所述第二信号合并为所述目标信号(即所述已调制信号)。例如，所述发送端得到所述已调制信号的信号处理过程可以如图4所示。

需要说明的是，在该示例中，由于载波信号本身也可以看作是一个经过调制的直流信号，因此，将第一种示例中图3中的载波调制操作与信号合并操作交换顺序后，可以得到该示例中图4所示的信号处理过程。

具体的，在该示例中，所述待调制信号经过载波调制得到载波频段的调制信号(也即所述第五信号)；载波信号经过IQ相位旋转后得到一个带通实信号(也即所述第二信号)。

在第三种示例中，当所述第一信号为所述待调制信号，所述第三信号为所述直流信号时，所述发送端基于所述第二信号和第三信号确定目标信号，具体方法可以为：所述发送端将所述第二信号和所述直流信号合并为第六信号；并基于载波信号对所述第六信号进行载波调制得到所述目标信号(即所述已调制信号)。例如，所述发送端得到所述已调制信号的信号处理过程可以如图5所示。

在一种具体的实施方式中，以应用上述第一种示例中的方法为例，所述发送端和所述接收端组成的收发系统框图可以如图6所示。其中，发送端利用第一种示例中的调制方法对待传输的信号(也即待调制信号)S[n]进行调制(也即第一种示例中的信号处理方法)，得到所述发送端需要发送给所述接收端的目标信号C[n](也可以称为发送信号)；所述接收端对接收到的信号J[n]进行放大后送入自混频器进行检波，这里的自混频器也可以由其他类型的功率检波器(power detector，PD)或包络检波器(envelope detector，ED)替代，检波结果经过低通滤波后得到的输出是接收信号的功率|J[n]|²，最后所述接收端通过判决器对信号功率进行判断，恢复出对应的传输信号。

具体的，本申请中应用的抗色散原理可以如下：

信道的色散在信号传输模型中表现为信道相频响应的二阶分量，对应的信号传输模型可以符合以下公式(1)：

R(f)＝S(f)·H(f)＝S(f)·exp(2πj·βLf²) 公式(1)；

其中，S(f)和R(f)分别为发送信号和接收信号的频谱，H(f)为整个传输信道的频率响应。其中，整个传输信道的频率响应包括信道幅频响应和信道相频响应，信道相频响应可以包括一阶分量和二阶分量。这里不考虑信道幅频响应的影响，故公式(1)中不体现信道幅频波动，或者公式(1)中信道幅频响应为1。又由于信道的相频响应的一阶分量只影响信号在信道中的整体传输延迟，而不会对信号波形产生畸变，所以为了简化，在公式(1)中略去不计，也即在公式(1)中仅体现了信道相频响应的二阶分量exp(2πj·βLf²)。信道相频响应的二阶分量中，β为传输线的色散系数，L为传输距离，二者共同决定了色散的总程度。

进一步的，根据傅里叶变换的性质，公式(1)中信道相频响应的二阶分量在时域上将表现为信道冲击响应中的一个二阶相位变化，具体可以符合以下公式(2)：

其中，h(t)为信道冲击响应，A为一个复数的常数，α是一个由传输信道中色散总程度决定的系数。根据公式(2)右侧括号内的t²分量可以得到二阶色散时域信道的第一个特征：信道的冲击响应h(t)关于中心位置t＝0的信道响应对称，即t＝-t0位置的信道冲击响应h(-t0)与t＝t0位置的信道冲击响应h(t0)幅度和相位均相等。

在有限带宽的条件下，根据驻定相位原理(principle of stationary phase)，公式(2)的信道冲击响应表现出的第二个特征是：仅在中心位置附近的信道冲击响应幅度较大，两侧向外的信道冲击响应幅度会随着远离中心位置而急剧减小。

在一个传输信道的时域冲击响应中，中心位置t＝0的冲击响应系数h(0)＝A就是主信号(即除干扰信号以外的信号)的传输损耗和相位变换；而非中心位置t≠0的冲击响应系数对应的则是信道的ISI干扰。由上述分析的信道冲击响应的两个特征可知，在二阶色散效应逐渐增大的过程中，主信号位置两侧会同时出现一对对称的ISI干扰，且由于ISI随距离快速衰减的特征，在主信号响应两侧紧邻的两个ISI的幅度增大到接近主信号响应的幅度之前，这两个ISI干扰更外侧的ISI干扰增加的幅度不大。

若所述发送端发送的符号序列(也即目标信号)为C[n]，其中序号n为整数，经过信道传输后，所述接收端接收的符号序列(也即接收到的信号)为J[n]，则J[n]和C[n]可以符合以下公式(3)：

其中，h[i]表示离散化的信道冲击响应，k表示了信道ISI在中心响应两侧扩展的序号，N为信道噪声。由于ISI的对称性和快速衰减的特征，在ISI大范围扩展之前，公式(3)可以简化为如下公式(4)：

其中，复数A表示主信号的冲击响应系数，复数I₁表示两个最强ISI响应的干扰系数，其他ISI的干扰较弱，被统一当作噪声项O。公式(4)中的不等式表征了ISI干扰的上界，此时n+1和n-1时刻的发送信号出现了相干叠加，ISI干扰最大。最后通过等式变换，可将相邻发送信号的相对ISI干扰系数用幅值γ和相位θ表示。

本申请的方法中通过在信号处理时引入带有相位偏置的DC分量(也即引入了IQ相位旋转)，来提高接收端直检接收机的抗色散能力。基于上述原理，本申请提出的信号处理方法(也即幅度调制方式)得到的目标信号可以符合以下公式(5)：

其中，C[n]为所述目标信号(也即发送信号)；S[n]为所述待调制信号，所述待调制信号为均值为0的实数信号；DC为所述直流信号；为相位偏置；f_c为载波频率。

在上述公式(5)中，相位偏置的参数不会改变DC分量的幅值，因此发送信号C[n]的能量不会随相位偏置而变化。由于S[n]为均值为0的实数信号，因此，C[n]可以写成公式(5)最右侧的复数形式。此时，图6中发送信号C[n]的基带信号星座图可以如图7所示。

进而，在经过信道传输后，所述接收端的接收信号J[n]可以符合以下公式(6)：

其中，公式(6)中的第一项是固定的直流偏置分量，第二项是被相邻ISI干扰之后的有用信号项。

所述接收端经过检波后得到接收信号的功率|J[n]|²，判决器对信号功率的判决原理相当于通过星座图上接收信号J[n]所在圆的半径来确定原始的待调制信号S[n]，如图8所示的通过本申请的方法进行了信号处理之后所述接收端接收到的信号的星座图，其中的四个黑色圆环分别对应了发送四种不同取值的信号S[n]时，接收端检波器输出信号功率的变化范围。

由简单的几何原理可以推知，当ISI干扰对星座点的扩展方向与功率检测圆相切时，ISI扩展对功率检测圆的展宽最小，对接收机检测性能的恶化最小。按此原理进行相位偏置后，公式(6)对应的接收信号的星座图将变为图8所示的样子。

此时，J[n]中旋转以后的DC分量的矢量指向恰好与ISI干扰对星座点的扩展方向正交。

下面，通过一个现有技术中使用的标准PAM4调制系统在相同的色散信道下的表现，与本申请提供的信号处理方法进行对比。此时，现有技术中使用的标准PAM4调制系统的发送信号的基带信号星座图如图9所示。

经过信道传输后，接收端确定的接收信号的星座图和检波器输出的功率变化范围如图10所示。

此时，图10中最内侧的灰色圆环与紧邻的灰色圆环非常靠近，判决器在噪声环境中对两个圆环对应的发送信号进行判决时，出错的概率会大大增加。而图10与图8对比后可以看出，图8中所有圆环的间距都很大，本申请的信号处理方法(幅度调制方式)在信道色散ISI的干扰下，使得接收端仍然保持了较高的接收性能，抗色散性能大大提高。

具体的，从图10与图8的对比可以直观的看出，采用本申请提供的信号处理方法，可以通过改变幅度调制系统中基带直流分量与待调制信号的相对旋转相位，改变ISI干扰在扩展接收信号的星座点时，对接收信号功率的影响，从而大大提高了直检接收系统的抗色散性能。这种系统性能的提升不依赖接收端的均衡处理，大大简化了接收端的实现复杂度和难度。同时能够比传统的幅度调制-直检系统承受更大的信道色散损伤，从而在现有的色散受限系统中支持更远的传输距离。

在一种具体的示例中，采用上述公式(5)的信号处理方法，可以通过如图11所示的幅度调制电路图实现。具体的，f_c是发送信号的载波频率，cos(f_ct)和sin(f_ct)是两个正交的载波本振。根据公式(5)的技术原理，将IQ相位旋转后的DC分量分解为实部分量和虚部分量并把DC的实部分量提前叠加到待调制信号S[n]中作为I路信号，DC虚部分量作为Q路信号，再通过IQ调制器实现载波调制和合并。

需要说明的是，IQ调制器输入的I、Q两路信号既可以使用模拟基带波形直接构造，也可在数字芯片内计算生成相应的数值信号后通过数模转换器(D/A)转换为模拟信号，本申请对此不作限定。

在图11所示的示例中，假设此时要发送的S[n]是一个2比特的信号，则A点对应的信号星座图可以如图12所示；B点对应的信号星座图可以如图13所示；C点可以得到最终在进行IQ调制时，I、Q两路信号在I/Q平面上形成的星座图，如图14所示，此时图14所示的星座图的分布与图7所示的星座图的分布一致。

在该示例中，所述接收端的电路结构和工作方式与图6中的接收端基本一致。由矢量和的性质容易证明，DC分量在经过IQ相位旋转后，每个信号C[n]的星座点所在的功率圆半径都会发生变化，因此，如图11所示，接收端的判决器在对信号进行解调判决时，其判决门限也需要根据发送端DC旋转的相位进行调整。

在确定发送端需要配置的DC旋转相位的最佳取值时，一种方式可以是，在接收端通过信道估计得到最强ISI干扰系数相对主信号响应系数的相位差θ，然后根据前面所述的使旋转以后的DC分量与ISI的扩展方向正交的原则计算得到所需的相位另一种方式可以是，通过在接收端中检测输出的信号眼图，或检测解调之后的误码率，对所需的旋转相位进行最优搜索，使得此时信号眼图中多眼的张合平衡，或误码率最低，此时，如图11所示，接收端中需要增加眼图监测或误码监测的功能模块。

在另一种具体的示例中，所述发送端的信号处理中包括DC分量IQ相位旋转的电路图(可以称为幅度调制电路图)可以如图15所示。在该示例中，DC分量旋转之后的实部分量DC·cos以显示的方式与待调制信号S[n]合并，然后经过单载波调制器得到载波调制以后的信号；而DC旋转以后的虚部分量的加入则是由单载波调制器后侧的分支耦合电路实现的。其中，分支耦合电路直接以调制载波作为输入，此时输入的载波信号本身就等效于一个经过了载波调制的直流信号；分支耦合电路包括一个工作在载波频段的移相器和一个增益控制器(可以是放大器或衰减器等)。其中，移相器通过移相使得在后面的信号合并点处，DC虚部分量对应的载波信号与调制信号中的载波信号刚好相差90度，而增益控制器则通过调节增益使得该支路的载波幅度满足公式(5)中的关系。

在又一种具体的示例中，所述发送端的信号处理中包括DC IQ相位旋转的电路图(可以称为直接调制方式的电路图)可以如图16所示。常规的直调器可以根据待调制信号的取值大小，直接对一个增益为K的单音载波信号进行幅度控制，例如，对于微波信号调制而言，这里的直调器可以是一个工作在微波频段的电控开关；对光信号调制而言，这里的直调器可以是一个外调激光器。直调器直接实现了DC实部分量叠加和载波调制的作用。而DC虚部分量的引入仍然用一个分支耦合电路结构实现，分之耦合电路的内部结构和功能与图15中涉及的分支耦合电路类似。假设直调器的调制增益为1，直调器在最小取值下的调制深度为H，即待调制信号取最小值时直调器输出信号的强度为H，则为了实现相位为的DC分量旋转，分支耦合电路中的放大增益需配置为

在上述的示例中，均是对上述第一种示例和第二种示例中，信号处理过程中包含了对直流信号进行了IQ旋转的情况进行了详细说明。由于对直流分量进行IQ相位旋转时，该旋转的参照物是待调制的基带信号S[n]本身。因此，可以进一步理解为对基带信号(也即待调制信号)中直流分量与基带信号的相对位置的IQ相位旋转，由此得到了第三种示例中的情况，也即如图5所示的信号处理过程。在第三种示例中，直流信号不再进行IQ相位旋转，而是对待调制信号进行IQ相位旋转，然后与直流分量合并后，再进行载波调制。IQ相位旋转的角度与上述示例中对直流分量进行IQ相位旋转的角度相同，但符号相反。以一个2比特的待调制信号为例，在调制过程中，图5中A点对应的信号星座图可以如图17所示；进一步地，经过与直流信号合并后，B点对应的星座图可以如图18所示。

图18所示的星座图与上述图14所示的星座图进行对比，可以看到图18中的星座图只是相对原点出现了一个整体的旋转，而该旋转并不会对系统的正常解调和抗色散性能产生影响。因此，第三种示例和第一种示例与第二种示例抗色散的效果是一致的。

采用本申请实施例中的信号处理方法，可以通过改变系统中基带直流分量与待调制信号的相对旋转相位，改变ISI干扰在扩展接收信号的星座点时，对接收信号功率的影响，从而可以提升系统抗色散的能力，从而减少色散对传输信号的影响。并且，系统抗色散的能力提升不依赖接收端的均衡处理，大大简化了接收端的实现复杂度和难度。同时能够比传统的幅度调制-直检系统承受更大的信道色散损伤，从而在现有的色散受限系统中支持更远的传输距离。

基于上述实施例，本申请实施例还提供了一种信号处理装置，用于实现如图2所示的实施例提供的信号处理方法。所述信号处理装置可以是上述实施例中的发送端，具体可以是所述发送端中的处理器，或者芯片或者芯片系统，或者是一个功能模块等。参阅图19所示，所述信号处理装置1900中包括第一处理单元1901和第二处理单元1902，其中：

所述第一处理单元1901用于对第一信号进行同相正交IQ相位旋转处理，得到第二信号，其中，所述第一信号为待调制信号和直流信号中的其中一个信号；所述第二处理单元1902用于基于所述第二信号和第三信号确定需要发送给接收端的目标信号；其中，所述第三信号为所述待调制信号和所述直流信号中除所述第一信号之外的信号。

在一种可选的实施方式中，当所述第一信号为所述直流信号，所述第三信号为所述待调制信号时，所述第二处理单元1902在基于所述第二信号和第三信号确定目标信号时，具体用于：将所述第二信号和所述待调制信号合并为第四信号，并基于载波信号对所述第四信号进行载波调制得到所述目标信号。

在另一种可选的实施方式中，当所述第一信号为所述直流信号，所述第三信号为所述待调制信号时，所述直流信号为载波信号调制后得到的；所述第二处理单元1902在基于所述第二信号和第三信号确定目标信号时，具体用于：基于所述载波信号对所述待调制信号进行载波调制得到第五信号，并将所述第五信号和所述第二信号合并为所述目标信号。

在又一种可选的实施方式中，当所述第一信号为所述待调制信号，所述第三信号为所述直流信号时，所述第二处理单元1902在基于所述第二信号和第三信号确定目标信号时，具体用于：将所述第二信号和所述直流信号合并为第六信号，并基于载波信号对所述第六信号进行载波调制得到所述目标信号。

示例性的，所述目标信号可以符合以下公式：

其中，C[n]为所述目标信号；S[n]为所述待调制信号，所述待调制信号为均值为0的实数信号；DC为所述直流信号；为相位偏置；f_c为载波频率。

采用本申请实施例中的信号处理装置，可以通过改变系统中基带直流分量与待调制信号的相对旋转相位，改变ISI干扰在扩展接收信号的星座点时，对接收信号功率的影响，从而可以提升系统抗色散的能力，从而减少色散对传输信号的影响。并且，系统抗色散的能力提升不依赖接收端的均衡处理，大大简化了接收端的实现复杂度和难度。同时能够比传统的幅度调制-直检系统承受更大的信道色散损伤，从而在现有的色散受限系统中支持更远的传输距离。

需要说明的是，本申请实施例中对单元的划分是示意性的，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式。在本申请的实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)或处理器(processor)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(read-only memory，ROM)、随机存取存储器(random access memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

基于以上实施例，本申请实施例还提供了一种信号处理装置，用于实现图2所示的信号处理方法。所述信号处理装置可以是上述实施例中的发送端，具体可以是所述发送端中的处理器，或者芯片或者芯片系统，或者是一个功能模块等。参阅图20所示，所述信号处理装置2000可以包括：收发器2001和处理器2002。可选的，所述信号处理装置2000还可以包括存储器2003。其中，所述存储器2003可以设置于所述信号处理装置2000内部，还可以设置于所述信号处理装置2000外部。其中，所述处理器2002可以控制所述收发器2001接收和发送信号。

具体的，所述处理器2002可以是中央处理器(central processing unit，CPU)，网络处理器(network processor，NP)或者CPU和NP的组合。所述处理器2002还可以进一步包括硬件芯片。上述硬件芯片可以是专用集成电路(application-specific integratedcircuit，ASIC)，可编程逻辑器件(programmable logic device，PLD)或其组合。上述PLD可以是复杂可编程逻辑器件(complex programmable logic device，CPLD)，现场可编程逻辑门阵列(field-programmable gate array，FPGA)，通用阵列逻辑(generic array logic，GAL)或其任意组合。

其中，所述收发器2001、所述处理器2002和所述存储器2003之间相互连接。可选的，所述收发器2001、所述处理器2002和所述存储器2003通过总线2004相互连接；所述总线2004可以是外设部件互连标准(Peripheral Component Interconnect，PCI)总线或扩展工业标准结构(Extended Industry Standard Architecture，EISA)总线等。所述总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图20中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。

在一种可选的实施方式中，所述存储器2003，用于存放程序等。具体地，程序可以包括程序代码，该程序代码包括计算机操作指令。所述存储器2003可能包括RAM，也可能还包括非易失性存储器(non-volatile memory)，例如一个或多个磁盘存储器。所述处理器2002执行所述存储器2003所存放的应用程序，实现上述功能，从而实现信号处理装置2000的功能。

具体的，所述处理器2002可以通过执行以下操作使得所述信号处理装置2000实现本申请实施例提供的信号处理方法：对第一信号进行同相正交IQ相位旋转处理，得到第二信号，并基于所述第二信号和第三信号确定需要发送给接收端的目标信号；其中，所述第一信号为待调制信号和直流信号中的其中一个信号；所述第三信号为所述待调制信号和所述直流信号中除所述第一信号之外的信号。

在一种可选的实施方式中，当所述第一信号为所述直流信号，所述第三信号为所述待调制信号时，所述处理器2002在基于所述第二信号和第三信号确定目标信号时，具体用于：将所述第二信号和所述待调制信号合并为第四信号，并基于载波信号对所述第四信号进行载波调制得到所述目标信号。

在另一种可选的实施方式中，当所述第一信号为所述直流信号，所述第三信号为所述待调制信号时，所述直流信号为载波信号调制后得到的；所述处理器2002在基于所述第二信号和第三信号确定目标信号时，具体用于：基于所述载波信号对所述待调制信号进行载波调制得到第五信号，并将所述第五信号和所述第二信号合并为所述目标信号。

在又一种可选的实施方式中，当所述第一信号为所述待调制信号，所述第三信号为所述直流信号时，所述处理器2002在基于所述第二信号和第三信号确定目标信号时，具体用于：将所述第二信号和所述直流信号合并为第六信号，并基于载波信号对所述第六信号进行载波调制得到所述目标信号。

示例性的，所述目标信号符合以下公式：

其中，C[n]为所述目标信号；S[n]为所述待调制信号，所述待调制信号为均值为0的实数信号；DC为所述直流信号；为相位偏置；f_c为载波频率。

采用本申请实施例中的信号处理装置，可以通过改变系统中基带直流分量与待调制信号的相对旋转相位，改变ISI干扰在扩展接收信号的星座点时，对接收信号功率的影响，从而可以提升系统抗色散的能力，从而减少色散对传输信号的影响。并且，系统抗色散的能力提升不依赖接收端的均衡处理，大大简化了接收端的实现复杂度和难度。同时能够比传统的幅度调制-直检系统承受更大的信道色散损伤，从而在现有的色散受限系统中支持更远的传输距离。

基于以上实施例，本申请实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质用于存储计算机程序，该计算机程序被计算机执行时，所述计算机可以实现上述方法实施例提供的任一种信号处理方法。

本申请实施例还提供一种计算机程序产品，所述计算机程序产品用于存储计算机程序，该计算机程序被计算机执行时，所述计算机可以实现上述方法实施例提供的任一种信号处理方法。

本申请实施例还提供一种芯片，包括处理器和通信接口，所述处理器与存储器耦合，用于调用所述存储器中的程序使得所述芯片实现上述方法实施例提供的任一种信号处理方法。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的保护范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。