具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

如图1所示，一种轨道角动量微波量子的超窄带通信传输系统10，包括超窄带信号源100、超窄带信号产生模块200、超窄带信号接收模块300、超窄带信号恢复和分析模块400。

超窄带信号源100包括信号激励源101、OAM微波量子产生单元102，用于产生不同模态的OAM微波量子。信号激励源101位于OAM微波量子产生单元102外，提供产生OAM微波量子的原始激励；OAM微波量子产生单元102主要经过对信号激励源的变换，向外部空间辐射出不同模态的OAM微波量子。

例如，信号激励源101可以是电子回旋管前端的阴极和回旋管外部大型磁体线圈的组合，OAM微波量子产生单元102可以是电子回旋管。电子回旋管前端的阴极为回旋管提供电子，大型磁体线圈位于电子回旋管外，提供电子在电子回旋管中转动的特定磁场；电子回旋管提供电子在强大的磁场中做回旋运动的环境，电子在磁场作用下进行高速回旋运动，在电子回旋管中高速运动的电子，向外部空间辐射出OAM微波量子。OAM微波量子再通过波导天线发射出去，可以是不同模态OAM微波量子采用同一个波导天线发送，也可以是通过多个波导天线分别发射出去。

超窄带信号产生模块200用于通过键控方式选择性发射不同模态的OAM微波量子并对齐它们之间的相位，实现超窄带信号产生。所述不同模态形式可以是单个模态或者多个模态的组合模态中任一几种形式。其包括模态组合选择单元201、OAM微波量子信息键控单元202和模态切换处相位对齐单元203。模态组合选择单元201确定一个码元传输时间内是单一OAM模态还是多个模态混合形式的OAM组合态信息传输，并确定不同模态OAM的具体组合形式；OAM微波量子信息键控单元202以键控形式切换当前信息对应模态的OAM微波量子，将原始信息加载到不同态的OAM微波量子上，实现信息加载；模态切换处相位对齐模203用于减小OAM微波量子模态数切换时，信号间的无法完全同步而产生的相位差值，使相位差尽可能小，从而使得带宽尽可能窄，产生超窄带信号。

在接收部分的超窄带信号接收模块，对OAM微波量子的接收可看作OAM微波量子发射的逆过程。自由空间传播的OAM微波量子照射到OAM微波量子接收器件302后，在经过接收器件辅助设施301和接收端位同步模块303之后，变成能够被鉴别或者分选的信号形式。

例如，OAM微波量子接收器件302可以是外部有大型磁体线圈的电子回旋管，携带超窄带信号的OAM微波量子和处于磁场电子回旋管中进行高速运动的回旋电子产生相互作用，微波量子将其携带的超窄带信号通过OAM耦合到回旋电子上，即产生OAM的涡旋电子波束，完成超窄带信号的接收。接收器件的辅助设施301可以是水冷系统和高压电源为OAM微波量子的接收创造条件，而接收端相位同步模块借鉴通信原理中，接收端位同步模块303可以是传统通信系统中的位同步模块，并借助gardner算法实现。

超窄带信号恢复和分析模块400，是根据鉴别和分选的思路(是通过鉴别衍射图案或者分选器分选确定OAM微波量子的模态)对OAM超窄带信号接收和分析的装置，其包括如下的单元：信号解调恢复单元401、OAM微波量子探测单元402、频谱分析单元403。其中信号解调恢复单元401对经过OAM微波量子探测单元402鉴别模态形式后的传输信息进行解调，OAM微波量子探测单元402，采用鉴别或者分选的思路识别信号中的OAM模态，进而恢复传输信息。频谱分析单元403则被用来定量衡量传输的超窄带信号占据频带带宽的情况，其将采集的超窄带信号在频域内进行分析，得到信号对频谱资源占用情况。该系统中各模块的位置关系如图2的系统硬件结构示意图所示。

本系统可作为构建超窄带信息传输的无线传输系统，超窄带信号源100和超窄带信号产生模块200共同组成发射端，并通过键控形式切换不同模态形式的OAM微波量子来以超窄带信号形式传输信息，接收端通过本系统将接收的OAM超窄带信号的OAM微波量子的形式转换为可以被鉴别和分选的信号形式后，可以实现OAM模态的识别，即可恢复出发送的原始信息。本实施例中系统所涉及的相关参数取值如表1所示。

表1：相关参数列表

本实施例中，OAM超窄带通信系统的信息接收端不同于传统天线接收OAM波束的方式，而是对OAM微波量子进行接收。假设OAM微波量子探测单元402既可以检测OAM微波量子的电场强度，又可以通过衍射图案检测模态数的值，整个通信系统的信道公式可以通过两部分表示，分别为电场强度表达和模态数表达。

针对电场强度的检测，对于仅能检测电磁波电场强度的单个传统天线，无法直接识别OAM，所以只能检测到相位连续的单频载波信号。具有M个发射端，G个接收端的OAM传输过程的接收信号可以表示为：

y＝H_OAMx+n

其中，是接收端接收的信号向量，并且1≤g≤G；

是发射端发送的信号向量，并且1≤m≤M；

表示信道矩阵；

是独立均匀分布的高斯白噪声向量。

依照如图3所示的模态键控方式构建符号向量x′，(第几个OAM模态传输信息，符号向量x′中的第几个元素置为1)，并与OAM载波信号相乘得到发送信号向量ω＝[ω₁,...,ω_m,...ω_M]^T表示M路OAM载波信号，表示矩阵元素的哈达玛积。信道矩阵通过OAM波的空间能量分布特征建模，它直接包含在信道矩阵H_OAM中。

在衍射图案检测模态数的值部分，信道形式可以写为：

L＝f(l)

l为OAM微波量子产生模块100产生模态数的值，L为发射端产生的OAM微波量子经过传输信道并被OAM接收端无差错接收后检测到的模态值。f表示作用关系，它包含传输过程对传输模态数值的串扰和接收信号后利用衍射图案对模态判别误差的影响。

传统的无线通信系统使用天线检测电磁波的电场强度，并使用频域，时域，码域，空域(天线数)和其他自由度来增加通信系统的容量。但是整个OAM超窄带通信系统是通过模态键控形式完成的，键控方式如图3所示。对于频率为ω₀的单色正弦波，在时域中表现为相位连续的正弦信号，在频域中表现为单个冲击，其信号带宽无限接近于0，当OAM微波量子通过模态键控的方式传输信息时，由于不同发射端之间无法做到严格的相位同步，因此，接收端信号y的形式变为了相位有突变的正弦信号。

时域形式如图4所示，对于二进制的数字信号，“1”采用一台发射端产生的一个OAM模态传输，“0”采用另一台发射端的产生的另一个OAM模态来传输，这两台发射端产生的携带OAM信息的载波信号在时域内组合近似为一个相位连续的正弦信号，然而，两台发射端的相位不同步，导致接收端信号y的形式变为了相位有突变的正弦信号，使得原本带宽无限接近于0的信号在频域上占据的频谱也会展宽，造成频率带宽变宽，而本实施例就是通过模态切换处相位对齐单元203来补偿相位不同步情况，使得信号在频域上占据的频谱尽可能变窄。

本文将会在下文中对信号具体数学形式和频谱进行详细分析。

假设传输每个码元信息占据的时间长度为T，在每个编码后的码元信息间，有T的相位随机偏差。此时接收端接收到的总信号S_r可以写为：

其中g(t)的数学形式表示如下：

A_n是每个时间长度内信号的幅度值；

t表示总传输时间；

n表示第n个OAM模态；

ω₀为OAM微波量子的频率；

代表传输第n模态信息时正弦信号的初始相位。

OAM微波量子产生模块100从第一个到第M个产生模块的相位完美同步时，在频域内，频谱便是一个冲击，此时不占据任何频谱资源。实际情况中两个OAM微波量子产生单元产生的信号相位是不完美同步的，此时便会出现错位的正弦波，发射端发射的相位有偏差，发射端与接收端距离不同也导致有偏差。为了使得信号尽可能的做到同步，可以使用同源激励产生不同模态的OAM的方法，不同模态的微波量子从同一个信号源中辐射出来，源是相同的，采用此方法发射端可以产生相位相同而不同模态的信号发射出去，那么影响两个信号间相位差的因素则只有发射端的OAM微波量子产生单元到发射天线的距离(不同模态OAM微波量子可以采用同一个波导天线发送，也可以通过多个波导天线发送出去，但各波导天线与接收端之间的距离是相同的，所以发射端与接收端距离不同只体现在OAM微波量子产生单元到发射天线的距离)，此时，在接收端精确计算每一个OAM微波量子产生单元的摆放位置，使得各OAM微波量子产生单元到发射天线的距离相等，从而使得不同模态OAM微波量子的相位进一步对齐，最终尽可能的达到相位同步的效果。但实际上还是不能做到完美同步，由此作为超窄带信号传输。如图5所示。

发射端以模态键控的形式(本实施例总计使用了M个OAM模态)传输确定性信号，传输N个码元信息时，利用一个正弦信号的周期传输一个码元信息，每个码元信息的正弦初始相位为一个定值，为了便于频谱分析，假设每个时间长度内信号的幅度值为归一化的定值即A_n＝1，则接收信号S_r(t)可以进一步简化表示为：

ω₀为OAM微波量子的频率。每个码元信息的正弦初始相位对应已经接收后的信号时，代表已接收信号中第n个码元信息的初始相位，此时是确定值，S_r变为确定性信号S_q。对确定性信号S_q作傅里叶变换，得到其在频域内的表达式为：

F_q(ω)为确定性信号的频谱；

N是传输的码元信息的个数；

j为虚数符号；

ω₀是OAM微波量子的频率；

ω代表信号频率变量；

Sa函数为非归一化的采样函数；

δ函数为冲击函数；

T为传输每个码元信息占据的时间长度。

给定一组特定的正弦初始相位，此时，该确定性信号频谱如图6所示。

相位不连续情况下确定信号的频谱能量如图6所示。随着每个符号间相位的差值的方差变小(同步性变强)，整个频谱能量最大值点减去3dB差值处的频谱带宽也越小。

实际传输过程中，相位变化是随机的，为随机变量，此时研究随机信号的功率谱密度。

接收端接收的信号的自相关函数为：

R_r(τ)代表接收端信号的自相关函数，T₁为超窄带信号的持续时间，S_r(t)为以时间t为变量的接收信号，τ为确定信号S_r(t)和时移副本S_r(t-τ)之间的时间差。

对自相关函数做傅里叶变换便为信号的功率谱密度，

f_r(ω)接收信号的功率谱密度，R_r(τ)接收信号的自相关函数。

相位不连续情况下随机性信号的功率谱密度如图7所示。随着每个符号间相位的差值的方差变小(同步性变强)，整个功率谱密度最大值点减去3dB差值的功率谱密度的带宽也越小。

当总功率恒定时，假定整个信号是具有两个符号的周期性重复信号，并且前一个符号和后一个符号的幅度比是k，信号带宽与符号间相位的差值的方差之间的关系如图8所示。可以看出，相位偏差越大，频率带宽也越大，并且，随着相位偏差增大到一定程度，不同幅度比k所造成的频率带宽差别不大。

为了显示超窄带通信系统相比传统通信系统的信道容量的变化情况。如图9所示给出了不同相位偏移时，超窄带通信系统信道容量随信噪比的变化情况，从图9中可以看出，相位偏移越小，随着信噪比的增大，其信道容量增大越快。其中σ＝π/2时，便是传统通信系统中QPSK调制方式下，信道容量随信噪比的变化曲线，信道偏移σ＝π/500时，其信道容量明显比σ＝3π/1000、σ＝π/100、σ＝π/10、σ＝π/2，随着信噪比的增大，其信道容量增大越快。

尽管上面已经给出了本发明的一个具体实施例，但是，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能作为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变形。