具体实施方式

为了使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例针对一般的OFDM信号模型，含K个子载波，子载波间隔表示为f_scs，一个OFDM符号内的采样点数为N，循环前缀长度为N_CP，一个OFDM符号的长度为N_s，N_s＝N+N_CP。由于传播路径造成的时延、收发两端采样时钟和频率偏差的存在，到达接收端的信号与发送信号相比存在频率和采样时间的偏移，频率的偏移用Δf表示，采样时间的偏移用Δt表示。对含以上三种偏移的接收信号做快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)之后得到的频域数据用表示，的表达式如下：

其中，表示第l个OFDM符号FFT后的第k个子载波上携带的数据，k＝0,…,K-1，δf表示以子载波间隔进行归一化后的归一化频偏，δf＝Δf/f_scs，表示信道冲激响应，为第l个OFDM符号的第k个子载波上携带的复数域数据为包含噪声及载波间干扰在内的噪声项。

由表达式可知，信号载波相位中包含归一化频偏δf及时延Δt信息，且在同一个OFDM符号内，Δt造成的相位偏移随子载波数的增加呈线性变化，该相位变化仅体现在频域相位上；而在不同OFDM符号之间，相位变化由δf和Δt共同作用，该相位变化体现在时域相位上。因此，可利用锁相环(Phase Locked Loop,PLL)对频域的相位变化进行相位跟踪，线性变化的相位偏移量对应于PLL输出的相位曲线的斜率，可据此计算Δt的估计值。

对于不同符号，由于用户移动导致的多普勒频移和传输时延变化会影响信号的时域相位，可利用PLL进行跟踪。

图1为本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法示意图，如图1所示，本发明实施例提供一种OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，其执行主体为OFDM多载波系统载波相位跟踪装置。该方法包括：

步骤S101、对接收到的当前OFDM符号进行频域跟踪，确定每一子载波的相位。

具体来说，本发明实施例涉及的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于接收机端处理信号获取载波相位信息，OFDM符号经过信道到达接收端，经下变频、时域离散采样后，进入OFDM多载波系统载波相位跟踪装置进行载波相位跟踪。

图2为本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置示意图，如图2所示，本发明实施例涉及的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置为双环PLL结构，包括频域PLL模块、内环拟合模块和时域PLL模块。

频域PLL也称为内环PLL，简称内环，用于对接收到的当前(第l个)OFDM符号进行频域跟踪，确定每一子载波的相位。频域PLL模块由内环乘法器、鉴相器(Phase ErrorDiscriminator,PED)、内环滤波器和内环数控振荡器(Numerical Control Oscillator,NCO)构成。

当前OFDM符号的输入样本数据由外环NCO的输出值进行修正后，再经过FFT运算器后转换成频域数据进入内环PLL。表示第l个OFDM符号中的第i个时域采样数据，i＝0,…,N-1。表示第l个OFDM符号FFT后的第k个子载波上携带的数据，k＝0,…,K-1。

频域数据由内环NCO的输出值进行修正后，进入PED，经过PED处理后输出相位差ε_k,f，ε_k,f表示第k个子载波与内环NCO第k-1次输出之间的相位差，ε_k,f由修正后的频域数据与已知PRS序列做共轭相乘得到，当内环PLL相位锁定后，该值保持不变。

PED处理后输出相位差ε_k,f经过内环滤波器后，进入内环NCO，内环NCO输出子载波相位由前k个子载波对应的内环滤波器输出累加得到，并用其对第k+1个子载波的相位进行修正。内环PLL相位锁定后，该值随子载波数的增加呈线性变化。

考虑由传播环境及用户移动造成的时延变化，内环滤波器的参数α_f在相位跟踪过程中可以设为自适应调整。

步骤S102、对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值，所述截距值用于表征第一数值减第二数值之差的估计值；所述第一数值为所述当前OFDM符号的载波相位值；所述第二数值为上一OFDM符号的载波相位的估计值。

具体来说，对一个OFDM符号的K个频域数据均经过频域PLL处理完毕后，可得到对应于每个子载波的相位输出内环拟合模块用于对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值。

图3为本发明实施例提供的子载波的相位曲线拟合原理示意图，如图3所示，横坐标为子载波序号，纵坐标为相位值，图中实线为子载波的相位曲线，图中虚线为拟合后的直线，得到该直线后即可确定曲线拟合的截距值。

该截距值用表示，用于表征第一数值减第二数值之差的估计值，第一数值是指当前OFDM符号的载波相位值，第二数值是指上一OFDM符号的载波相位的估计值。

步骤S103、以所述截距值作为输入相位进行时域跟踪，确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值。

具体来说，经内环拟合得到截距值后，以该截距值作为输入相位进行时域跟踪，确定当前OFDM符号的载波相位的估计值

即，以该截距值作为时域PLL的输入，通过时域PLL进行时域跟踪，确定当前OFDM符号的载波相位的估计值

时域PLL也称为外环PLL，简称外环，时域PLL模块由外环乘法器、外环滤波器和外环NCO构成。

输入数据经过外环滤波器处理后，进入外环NCO，外环NCO输出当前OFDM符号的载波相位的估计值由前l个OFDM符号对应的外环滤波器输出累加得到，作为外环PLL输出的跟踪相位，并用其对第l+1个OFDM符号的相位进行修正。

外环滤波器的参数α_t可以配置为固定值。

需要说明的是：针对同一OFDM符号，根据输入给内环PLL的数据的范围和顺序的不同，外环PLL输出的载波相位也不同，外环PLL输出的载波相位是指对应首个输入给内环的子载波的相位。因此，双环PLL的整体结构可根据需要进行适当扩展，整个PLL可扩展为多个PLL并行的结构，分别输出多个所需子载波频率点对应的相位跟踪结果。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，利用两个PLL嵌套的双环路结构，频域PLL的输出结果经过拟合后输入时域PLL，能够分别跟踪时域和频域的相位变化，提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，所述对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值，具体包括：

对所有子载波的相位曲线进行分段拟合，确定一组曲线斜率的估计值；

对所述一组曲线斜率的估计值进行聚类分析，确定所含元素数量最多的类；

对所含元素数量最多的类中的元素取平均值，确定曲线拟合的斜率，所述曲线拟合的斜率用于表征所述当前OFDM符号内发生的时延估计值；

根据所述曲线拟合的斜率，确定所述曲线拟合的截距值。

具体来说，本发明实施例中，内环将K个频域数据均处理完毕后，可得到对应于每个子载波的相位输出其中包含时延信息，对相位曲线进行拟合，可得到时延估计值及内环输入到外环的相位具体拟合过程如下：

首先，将内环相位曲线分段拟合，段与段之间可重叠，得到一组曲线斜率的估计值。

然后，对这一组曲线斜率的估计值进行聚类分析，根据精度要求设置一个类的半径e_dt，利用e_dt对该组斜率估计值进行分类，找出所含元素数量最多的类。

然后，对所含元素数量最多的类中的元素取平均值，确定曲线拟合的斜率，该曲线拟合的斜率用于表征当前OFDM符号内发生的时延估计值

最后，根据曲线拟合的斜率，确定曲线拟合的截距值。如图3所示，对所有子载波的相位曲线进行分段拟合后得到的结果为一条直线，得到该直线后即可确定曲线拟合的截距值。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，通过分段拟合，再进行聚类分析，能够提高曲线拟合的截距值的准确性，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，所述确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值之后，还包括：

根据所述当前OFDM符号内发生的时延估计值，对频域锁相环PLL中的环路滤波器的参数值进行自适应调节。

具体来说，本发明实施例中，考虑由传播环境及用户移动造成的时延变化，内环滤波器的参数α_f在相位跟踪过程中可以设为自适应调整。

根据当前OFDM符号内发生的时延估计值对频域锁相环PLL中的环路滤波器的参数值进行自适应调节。

由于内环滤波器的参数α_f变化缓慢，可以针对每个OFDM符号都进行内环滤波器的参数调节，也可以每处理多个OFDM符号，进行一次内环滤波器的参数调节。

可以根据预设的对应关系，自适应调整内环滤波器的参数α_f。时延估计值与内环滤波器参数α_f对应关系，可以如表1所示。

表1时延估计值与内环滤波器参数α_f对应关系

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，通过对内环滤波器的参数进行自适应调整，避免了传输环境变化或用户移动造成的时延变化，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，所述确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值之后，还包括：

根据第一固定相位差和第二固定相位差对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿；所述第一固定相位差为频域PLL产生的相位差，所述频域PLL用于对接收到的OFDM符号进行频域跟踪；所述第二固定相位差为时域PLL产生的相位差，所述时域PLL用于对输入相位进行时域跟踪。

具体来说，本发明实施例中，内外环PLL均采用一阶PLL。由于一阶PLL估计线性变化的相位时会存在一个固定的相位差gap，因此需计算gap的值，并将其在输出相位上进行补偿。

内环PLL产生的固定的相位差用gap₁表示，外环PLL产生的固定的相位差用gap₂表示，而外环PLL输出相位作为内环PLL的输入，因此，gap₂的取值与gap₁有关。

在确定gap₁和gap₂后，对当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿即可。用公式表达如下：

其中，为补偿之后的载波相位，为外环PLL输出的载波相位的估计值，gap₂为外环PLL产生的固定的相位差。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，通过对载波相位的估计值进行补偿，避免了频域PLL产生的相位差和时域PLL产生的相位差对结果的影响，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，所述根据第一固定相位差和第二固定相位差对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿之前，还包括：

基于所述频域PLL中的环路滤波器的参数值、子载波间隔和所述当前OFDM符号内发生的时延估计值，确定所述第一固定相位差；

基于所述第一固定相位差、所述截距值和所述时域PLL中的环路滤波器的参数值，确定所述第二固定相位差。

具体来说，本发明实施例中，基于频域PLL中的环路滤波器的参数值、子载波间隔和当前OFDM符号内发生的时延估计值，确定第一固定相位差。

基于第一固定相位差、截距值和时域PLL中的环路滤波器的参数值，确定第二固定相位差。

具体步骤如下：

内环PLL估计的是频域相位的线性变化。考虑理想跟踪，内环PLL锁定后，输出相位的阶跃量应与频域上相邻子载波间相位的变化量相同，用公式表示如下：

α_fε_k，f＝2πf_scsΔt

其中，为PED输出的第k个子载波的相位与内环PLL第k-1次相位输出之间的差值，而内环PLL存在的固定相位差gap₁应为第k个子载波的相位与内环PLL对应第k次相位输出之间的差值，用公式表示如下：

联立上述两式，可得内环PLL产生的固定相位差的表达式如下：

外环估计的是时域相位的变化，即用表示第l个OFDM符号的相位与第l-1个符号对应的相位输出之间的差值。考虑到内环gap₁的存在，

外环PLL产生的固定相位差为第l个OFDM符号的相位与对应外环第l次相位输出之间的差值，用公式表示如下：

由此可得外环PLL的固定相位差的表达式如下：

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，根据频域PLL中的环路滤波器的参数值、子载波间隔和当前OFDM符号内发生的时延估计值确定频域PLL产生的相位差，使确定的频域PLL产生的相位差更加准确；并根据频域PLL和时域PLL之间的关联关系，确定频域PLL产生的相位差，使确定的时域PLL产生的相位差更加准确，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，当应用于时分双工TDD模式下的OFDM多载波系统时，所述确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值之后，还包括：

根据整周模糊度变化量对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿；所述整周模糊度变化量为当前段下行接收信号的整周模糊度减上一段下行接收信号的整周模糊度之差，所述当前段下行接收信号为包含所述当前OFDM符号的一段下行接收信号。

具体来说，本发明实施例中，由于时分双工(Time Division Duplexing，TDD)模式下接收信号是不连续的，每隔一段预设时长便要重新进行相位估计，因此，需要确定整周模糊度变化量，根据整周模糊度变化量对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿。整周模糊度变化量为当前段下行接收信号的整周模糊度减上一段下行接收信号的整周模糊度之差，当前段下行接收信号为包含当前OFDM符号的一段下行接收信号。进行补偿的公式表示如下：

其中，为补偿之后的载波相位，为外环PLL输出的载波相位的估计值，ΔN为整周模糊度变化量。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，针对TDD系统中接收信号不连续的情况，利用整周模糊度变化量对当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，所述根据整周模糊度变化量对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿之前，还包括：

基于所述当前段下行接收信号的频偏估计值和所述上一段下行接收信号的频偏估计值，对目标上行发送信号的频偏进行线性估计，确定所述目标上行发送信号的频偏估计值；所述目标上行发送信号为所述当前段下行接收信号和所述上一段下行接收信号之间间隔的上行发送信号；

根据所述目标上行发送信号的频偏估计值，确定所述整周模糊度变化量。

具体来说，在连续多个OFDM符号进入双环PLL结构后，相对应地得到多个外环输出相位外环输出相位中包含频偏信息，计算相邻OFDM符号的外环输出相位差的平均值可得到关于频偏的估计值用公式表示如下：

其中，为频偏的估计值，为外环输出相位差的平均值，N为一个OFDM符号内的采样点数，NC_P为循环前缀长度，f_scs为子载波间隔。

本发明实施例中，利用相邻两段下行信号的频偏估计值对间隔的上行信号的频偏进行线性估计，从而计算出间隔上行(例如，5ms)时间内载波相位的变化量，进而估计下行信号的整周模糊度。

确定整周模糊度变化量ΔN的具体步骤如下：

首先，基于当前段下行接收信号的频偏估计值和上一段下行接收信号的频偏估计值，对目标上行发送信号的频偏进行线性估计，确定目标上行发送信号的频偏估计值；目标上行发送信号为当前段下行接收信号和上一段下行接收信号之间间隔的上行发送信号。

图4为本发明实施例提供的确定整周模糊度变化量的原理示意图，如图4所示，设接收到的两段相邻下行信号分别为s1和s3，根据外环PLL输出的结果，将s1段载波相位的估计值在图中表示为实线段，s3段载波相位的估计值在图中表示为实线段。s1和s3段的频偏估计值分别为中间间隔的一段时间(时间长度有系统配置决定，例如，5ms)上行信号为s2。根据实际应用中的经验值，将可能发生的频偏上下界分别定为±0.05，5ms(70个OFDM符号)内可能发生的相位跳变量的范围为±28rad(±0.05*70*2π*(N+N_CP)/N)，约为4.5个整周，因此，限定s3段发生的整周跳变量为[-4，4]。将s3段的载波相位估计值(图4中s3段的实线)以2π为单位上下平移，能够得到9条相互平行的曲线，该曲线近似为直线段，图4中s3段仅画出7条作为示例，假设s2段上行信号频偏保持不变，则可得到9个δf₂的估计值，从中选取使三者方差最小的作为δf₂的估计值，数学表达式如下：

然后，根据目标上行发送信号的频偏估计值，确定整周模糊度变化量。

如图4所示，在确定δf₂的估计值之后，即可从9条(图4中s2段仅画出7条作为示例)可能的载波相位估计值曲线中，确定s2段载波相位估计值曲线为图4中的实线。进而得到图4中s3段的双实线表示修复整周模糊度后的s3段载波相位值，再以s3段的双实线相对于s3段的实线的相位偏差量除以2π，即可得到s3段相对于s1段整周模糊度的偏移量ΔN。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，利用相邻两段下行信号的频偏估计值对间隔的上行信号的频偏进行线性估计，再根据上行发送信号的频偏估计值，确定整周模糊度变化量，使得到的整周模糊度变化量更加准确，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，当应用于TDD模式下的OFDM多载波系统时，所述确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值之后，还包括：

根据第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度变化量对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿；所述第一固定相位差为频域PLL产生的相位差，所述频域PLL用于对接收到的OFDM符号进行频域跟踪；所述第二固定相位差为时域PLL产生的相位差，所述时域PLL用于对输入相位进行时域跟踪；所述整周模糊度变化量为当前段下行接收信号的整周模糊度减上一段下行接收信号的整周模糊度之差，所述当前段下行接收信号为包含所述当前OFDM符号的一段下行接收信号。

具体来说，本发明实施例中，由于TDD模式下接收信号是不连续的，每隔一段预设时长便要重新进行相位估计，再考虑内外环PLL均存在的相位差，因此，需要确定内外环PLL的固定相位差和整周模糊度变化量，根据内外环PLL的固定相位差和整周模糊度变化量对当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿。整周模糊度变化量为当前段下行接收信号的整周模糊度减上一段下行接收信号的整周模糊度之差，当前段下行接收信号为包含当前OFDM符号的一段下行接收信号。进行补偿的公式表示如下：

其中，为补偿之后的载波相位，为外环PLL输出的载波相位的估计值，gap₂为外环PLL的固定相位差，gap₂的取值与gap₁有关，gap₁为内环PLL的固定相位差，ΔN为整周模糊度变化量。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪方法，根据频域PLL的固定相位差、时域PLL的固定相位差和整周模糊度变化量对当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿，提高了补偿效果，从而进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

图2为本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置示意图，如图2所示，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，包括频域PLL模块、内环拟合模块和时域PLL模块，其中：

频域PLL模块，用于对接收到的当前OFDM符号进行频域跟踪，确定每一子载波的相位；内环拟合模块，用于对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值，所述截距值用于表征第一数值减第二数值之差的估计值；所述第一数值为所述当前OFDM符号的载波相位值；所述第二数值为上一OFDM符号的载波相位的估计值；时域PLL模块，用于以所述截距值作为输入相位进行时域跟踪，确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值。

具体来说，频域PLL模块由内环乘法器、鉴相器(Phase Error Discriminator，PED)、内环滤波器和内环数控振荡器(Numerical Control Oscillator，NCO)构成。

当前(第l个)OFDM符号的输入样本数据由外环NCO的输出值进行修正后，经过FFT运算器后转换成频域数据进入内环PLL。表示第l个OFDM符号中的第i个时域采样数据，i＝0，...，N-1。表示第l个OFDM符号FFT后的第k个子载波上携带的数据，k＝0，...，K-1。

频域数据由内环NCO的输出值进行修正后，进入PED，经过PED处理后输出相位差ε_k，f，ε_k，f表示第k个子载波与内环NCO第k-1次输出之间的相位差，ε_k，f由修正后的频域数据与已知PRS序列做共轭相乘得到，当内环PLL相位锁定后，该值保持不变。

PED处理后输出相位差ε_k，f经过内环滤波器后，进入内环NCO，内环NCO输出子载波相位由前k个子载波对应的内环滤波器输出累加得到，并用其对第k+1个子载波的相位进行修正。内环PLL相位锁定后，该值随子载波数的增加呈线性变化。

对一个OFDM符号的K个频域数据均经过频域PLL处理完毕后，可得到对应于每个子载波的相位输出内环拟合模块用于对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值。该截距值用表不，用于表征第一数值减第二数值之差的估计值，第一数值是指当前OFDM符号的载波相位值，第二数值是指上一OFDM符号的载波相位的估计值。

经内环拟合到的截距值后，以该截距值作为输入相位进行时域跟踪，确定当前OFDM符号的载波相位的估计值

即，以该截距值作为时域PLL的输入，通过时域PLL进行时域跟踪，确定当前OFDM符号的载波相位的估计值

时域PLL模块由外环乘法器、外环滤波器和外环NCO构成。

输入数据经过外环滤波器处理后，进入外环NCO，外环NCO输出当前OFDM符号的载波相位的估计值由前l个OFDM符号对应的外环滤波器输出累加得到，作为外环PLL输出的跟踪相位，并用其对第l+1个OFDM符号的相位进行修正。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，利用两个PLL嵌套的双环路结构，频域PLL的输出结果经过拟合后输入时域PLL，能够分别跟踪时域和频域的相位变化，提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，所述内环拟合模块包括分段拟合子模块、聚类子模块、时延估计子模块和截距确定子模块，其中：

所述分段拟合子模块用于对所有子载波的相位曲线进行分段拟合，确定一组曲线斜率的估计值；

所述聚类子模块用于对所述一组曲线斜率的估计值进行聚类分析，确定所含元素数量最多的类；

所述时延估计子模块用于对所含元素数量最多的类中的元素取平均值，确定曲线拟合的斜率，所述曲线拟合的斜率用于表征所述当前OFDM符号内发生的时延估计值；

所述截距确定子模块用于根据所述曲线拟合的斜率，确定所述曲线拟合的截距值。

具体来说，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，通过分段拟合，再进行聚类分析，能够提高曲线拟合的截距值的准确性，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，还包括参数调节模块；

所述参数调节模块用于根据所述当前OFDM符号内发生的时延估计值，对频域PLL中的环路滤波器的参数值进行自适应调节。

具体来说，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，通过对内环滤波器的参数进行自适应调整，避免了传输环境变化或用户移动造成的时延变化，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，还包括第一补偿模块；

所述第一补偿模块用于根据第一固定相位差和第二固定相位差对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿；所述第一固定相位差为频域PLL产生的相位差，所述频域PLL用于对接收到的OFDM符号进行频域跟踪；所述第二固定相位差为时域PLL产生的相位差，所述时域PLL用于对输入相位进行时域跟踪。

具体来说，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，通过对载波相位的估计值进行补偿，避免了频域PLL产生的相位差和时域PLL产生的相位差对结果的影响，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，还包括第一固定相位差确定模块和第二固定相位差确定模块，其中：

所述第一固定相位差确定模块用于基于所述频域PLL中的环路滤波器的参数值、子载波间隔和所述当前OFDM符号内发生的时延估计值，确定所述第一固定相位差；

所述第二固定相位差确定模块用于基于所述第一固定相位差、所述截距值和所述时域PLL中的环路滤波器的参数值，确定所述第二固定相位差。

具体来说，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，根据频域PLL中的环路滤波器的参数值、子载波间隔和当前OFDM符号内发生的时延估计值确定频域PLL产生的相位差，使确定的频域PLL产生的相位差更加准确；并根据频域PLL和时域PLL之间的关联关系，确定频域PLL产生的相位差，使确定的时域PLL产生的相位差更加准确，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，当应用于TDD模式下的OFDM多载波系统时，还包括第二补偿模块；

所述第二补偿模块用于根据整周模糊度变化量对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿；所述整周模糊度变化量为当前段下行接收信号的整周模糊度减上一段下行接收信号的整周模糊度之差，所述当前段下行接收信号为包含所述当前OFDM符号的一段下行接收信号。

具体来说，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，针对TDD系统中接收信号不连续的情况，利用整周模糊度变化量对当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，还包括上行频偏估计模块和整周模糊度变化量确定模块，其中：

所述上行频偏估计模块用于基于所述当前段下行接收信号的频偏估计值和所述上一段下行接收信号的频偏估计值，对目标上行发送信号的频偏进行线性估计，确定所述目标上行发送信号的频偏估计值；所述目标上行发送信号为所述当前段下行接收信号和所述上一段下行接收信号之间间隔的上行发送信号；

所述整周模糊度变化量确定模块用于根据所述目标上行发送信号的频偏估计值，确定所述整周模糊度变化量。

具体来说，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，利用相邻两段下行信号的频偏估计值对间隔的上行信号的频偏进行线性估计，再根据上行发送信号的频偏估计值，确定整周模糊度变化量，使得到的整周模糊度变化量更加准确，进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

基于上述任一实施例，进一步地，当应用于TDD模式下的OFDM多载波系统时，还包括第三补偿模块；

所述第三补偿模块用于根据第一固定相位差、第二固定相位差和整周模糊度变化量对所述当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿；所述第一固定相位差为频域PLL产生的相位差，所述频域PLL用于对接收到的OFDM符号进行频域跟踪；所述第二固定相位差为时域PLL产生的相位差，所述时域PLL用于对输入相位进行时域跟踪；所述整周模糊度变化量为当前段下行接收信号的整周模糊度减上一段下行接收信号的整周模糊度之差，所述当前段下行接收信号为包含所述当前OFDM符号的一段下行接收信号。

具体来说，本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，用于执行上述相应实施例中的方法，通过本实施例提供的装置执行上述相应实施例中所述方法的具体步骤与上述相应实施例相同，此处不再赘述。

本发明实施例提供的OFDM多载波系统载波相位跟踪装置，根据频域PLL的固定相位差、时域PLL的固定相位差和整周模糊度变化量对当前OFDM符号的载波相位的估计值进行补偿，提高了补偿效果，从而进一步提高了OFDM符号的载波相位跟踪的精确度。

图5为本发明实施例提供的电子设备的结构示意图，如图5所示，该电子设备包括：处理器(processor)501、通信接口(Communications Interface)502、存储器(memory)503和通信总线504，其中，处理器501，通信接口502，存储器503通过通信总线504完成相互间的通信。处理器501可以调用存储在存储器503上并可在处理器501上运行的计算机程序，以执行下述步骤：

对接收到的当前OFDM符号进行频域跟踪，确定每一子载波的相位；

对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值，所述截距值用于表征第一数值减第二数值之差的估计值；所述第一数值为所述当前OFDM符号的载波相位值；所述第二数值为上一OFDM符号的载波相位的估计值；

以所述截距值作为输入相位进行时域跟踪，确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值。

此外，上述的存储器503中的逻辑指令可以通过软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

进一步地，本发明实施例提供一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括存储在非暂态计算机可读存储介质上的计算机程序，所述计算机程序包括程序指令，当所述程序指令被计算机执行时，计算机能够执行上述各方法实施例中的步骤，例如包括：

对接收到的当前OFDM符号进行频域跟踪，确定每一子载波的相位；

对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值，所述截距值用于表征第一数值减第二数值之差的估计值；所述第一数值为所述当前OFDM符号的载波相位值；所述第二数值为上一OFDM符号的载波相位的估计值；

以所述截距值作为输入相位进行时域跟踪，确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值。

进一步地，本发明实施例提供一种非暂态计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，当所述计算机程序被处理器执行时，实现上述各方法实施例中的步骤，例如包括：

对接收到的当前OFDM符号进行频域跟踪，确定每一子载波的相位；

对所有子载波的相位曲线进行拟合，确定曲线拟合的截距值，所述截距值用于表征第一数值减第二数值之差的估计值；所述第一数值为所述当前OFDM符号的载波相位值；所述第二数值为上一OFDM符号的载波相位的估计值；

以所述截距值作为输入相位进行时域跟踪，确定所述当前OFDM符号的载波相位的估计值。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。