直流脉冲电源装置以及直流脉冲电源装置的频率控制方法
阅读说明：本技术 直流脉冲电源装置以及直流脉冲电源装置的频率控制方法 (DC pulse power supply device and frequency control method for DC pulse power supply device ) 是由 让原逸男 安达俊幸 米山知宏 宫嵜洸一 于 2019-11-08 设计创作，主要内容包括：本发明的直流脉冲电源装置具备电压钳位部,该电压钳位部包含与直流电抗器并联连接的电容器,以抑制由于脉冲部所具备的斩波电路的直流电抗器的漏电感而产生的浪涌电压的上升。在作为脉冲模式的初始阶段的脉冲动作的起动时,在直到电容器电压被充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间,控制斩波电路的脉冲动作的频率。(A DC pulse power supply device is provided with a voltage clamp section including a capacitor connected in parallel to a DC reactor to suppress an increase in surge voltage due to leakage inductance of the DC reactor of a chopper circuit provided in a pulse section. At the start of a pulse operation which is an initial stage of a pulse mode, the frequency of the pulse operation of the chopper circuit is controlled until the capacitor voltage is charged to a voltage sufficient to reset the magnetic saturation of the dc reactor.)
技术领域
本发明涉及具有抑制磁饱和的控制电路的直流脉冲电源装置、以及对直流脉冲电源装置所具备的直流电抗器的磁饱和进行抑制的控制方法。
背景技术
在直流脉冲电源装置中，作为产生脉冲输出的脉冲产生电路，已知具备直流电抗器与开关元件的串联电路的电路结构。脉冲产生电路通过重复进行开关元件的接通/断开动作来使直流电压断续，从而产生脉冲波形的脉冲输出。
直流脉冲电源装置输出的脉冲输出是以数Hz(赫兹)～数百kHz(千赫兹)重复进行直流电压的接通状态和断开状态的高频输出。
直流脉冲电源装置被用作向等离子体产生装置、脉冲激光激励、放电加工机等负载供给脉冲输出的电源装置。例如，在将直流脉冲电源装置用于等离子体产生装置的情况下，向等离子体产生腔室内的电极间供给脉冲输出，通过电极间的放电使等离子体点火，维持所产生的等离子体。
图12是直流脉冲电源装置的一个结构例，图示的结构例具有使用了斩波电路的脉冲产生电路。作为生成脉冲波形的电路，已知升压斩波电路。直流脉冲电源装置100由直流电源部110、脉冲部120和控制电路部140构成。脉冲部120的升压斩波电路通过直流电抗器121与开关元件122的串联连接构成。控制电路部140控制驱动电路123。开关元件122基于驱动电路123的驱动信号进行接通/断开动作。脉冲部120向负载150供给将直流电源部110的直流电压升压后的脉冲输出(专利文献1、2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平8-222258号公报(图1、段落0012)
专利文献2：日本特开2006-6053号公报(图1)
发明内容
发明要解决的课题
在将直流脉冲电源装置用于等离子体产生装置的情况下，将直流脉冲电源装置的脉冲输出供给到等离子体产生装置的腔室内的电极之间，通过在电极间产生的放电使等离子体点火，维持产生的等离子体。直流脉冲电源装置在将等离子体作为负载时，通过点火模式、直流模式以及脉冲模式的各模式向等离子体负载供给脉冲输出。通过点火模式使等离子体点火，在直流模式下经过恒定的放电电压状态后，通过脉冲模式开始脉冲动作。
图13是用于说明从直流脉冲电源装置向等离子体负载供给脉冲输出的各模式的概要流程图。
通常，等离子体产生装置对于直流电源装置而言相当于电负载，直到产生等离子体放电为止的等离子体放电开始时的负载与稳定产生等离子体放电的通常运转时的负载相比阻抗状态不同。因此，通常，直流电源装置为了产生等离子体放电而使电压逐渐增加，在恒定期间对电极施加比通常运转时的电压大的电压。该输出模式被称为点火模式(S10)。
通过点火模式，在产生等离子体放电后成为恒定的放电电压状态。该输出模式被称为直流模式(S20)。
在直流模式后，以预定占空比使直流电压接通/断开，成为脉冲输出状态。该输出模式被称为脉冲模式(S30)。
在图14的(a)所示的脉冲部120A的斩波电路中，开关元件122A的漏极D与源极S之间的DS电压在开关元件122A断开时由于直流电抗器121A中包含的漏电感而产生浪涌电压。本申请的发明人为了避免浪涌电压对开关元件122A的损伤，提出了设置电压钳位部130B的结构，该电压钳位部130B将直流电抗器121B的两端电压钳位为预定电压。图14的(b)表示提出的电路结构的概要。电压钳位部130B具备与直流电抗器121B并联连接的电容器C。电压钳位部130B通过将电容器C的电容器电压VC钳位为比浪涌电压低的电压来抑制DS电压的过度的浪涌电压上升。
通常，电抗器在随着电抗器电流的增加而磁场增加时，其导磁率降低，在达到磁性材料所具有的最大磁通密度时成为磁饱和的状态。在磁饱和的状态下导磁率降低。电抗器的低导磁率成为过电流的主要原因。通过对电抗器施加极性不同的电压，使施加的电压与时间的乘积即电压时间积(ET积)为相反极性且大小相等，由此进行电抗器磁饱和的复位。
在图14的(c)中，通过使开关元件122B的接通期间的电压时间积Son与断开期间的电压时间积Soff为相反极性且大小相等，直流电抗器121B的磁饱和被复位。
图15用于说明直流电抗器的磁饱和状态，图15的(a)表示直流电源装置的输出电压波形，图15的(b)表示直流电抗器电流iDCL的饱和电流波形，图15的(c)表示电压钳位部的电容器C的电压波形。
在具备电压钳位部的电路结构中，产生直流电抗器磁饱和的复位不充分的问题。图14的(c)表示磁饱和的产生状态。开关元件122B断开期间的电压作为复位电压发挥作用，但是通过电压钳位部130B的电容器C的电容器电压VC对该复位电压进行钳位。电容器电压VC在脉冲产生起动时从0V开始逐渐上升，因此在初始阶段，复位电压未成为足以复位磁饱和的电压。因此，在脉冲产生起动时的初始时的脉冲模式下，开关元件122B断开期间的电压时间积Soff比开关元件122B接通期间的电压时间积Son小，直流电抗器的偏磁未被复位而达到磁饱和。
当直流电抗器121磁饱和时电感减少，因此流过过剩电流。图16是直流电抗器的电流例，表示由于磁饱和而产生过剩电流的状态。因此，在脉冲产生起动时的初始时的脉冲模式下，由于对磁饱和进行复位的复位电压不充分，因此存在因磁饱和而产生过剩电流的课题。
本发明的目的在于解决上述现有问题点，在直流脉冲电源装置中，抑制脉冲产生起动时的直流电抗器的磁饱和，抑制由磁饱和引起的过剩电流的产生。
更详细而言，其目的在于，在脉冲产生起动时，在与直流电抗器并联连接的电容器的电容器电压直至被充电至足以将磁饱和复位的电压为止的期间，抑制直流电抗器电流，抑制磁饱和。
用于解决课题的手段
本发明的直流脉冲电源装置具备电压钳位部，该电压钳位部包含与直流电抗器并联连接的电容器，以抑制由于脉冲部所具备的斩波电路中的直流电抗器的漏电感而产生的浪涌电压的上升。在直流脉冲电源装置中，通过电压钳位部抑制斩波电路的开关元件处于断开状态时的电抗器电压，该电压抑制成为直流电抗器磁饱和的主要原因。本发明的直流脉冲电源装置的控制电路部通过控制开关元件的动作频率来抑制直流电抗器的磁饱和的产生。
本发明的直流脉冲电源装置在作为脉冲模式的初始阶段的脉冲动作起动时，在直到电容器电压被充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，控制斩波电路的脉冲动作的频率。频率控制方式具备使开关元件为断开状态的断开期间的时间宽度可变的方式。
在接通期间，对直流电抗器施加电源电压，电抗器电流增加。
另一方面，在断开期间，对直流电抗器施加电容器电压，通过电容器电压被钳位。
(频率控制方式)
在频率控制方式中，将接通期间的时间宽度Ton固定，随着电容器电压的增加使断开期间的时间宽度Toff逐渐减少，在电容器电压小时，使断开期间的时间宽度Toff为长时间，随着电容器电压的增加使断开期间的时间宽度Toff逐渐减小。通过该频率控制，在初始阶段抑制断开期间的电压时间积Soff与接通期间的电压时间积Son之间的差值的增加，抑制直流电抗器的磁饱和的产生。
在此，时间宽度的逐渐增减意味着从初始值朝向预定值逐渐增加或减少。逐渐增减后达到的时间宽度的预定值是电容器电压完成充电而成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压后的周期中的各期间的时间宽度，相当于稳定阶段的各周期的断开期间或接通期间的时间宽度。断开期间的初始值是比稳定阶段的断开期间的时间宽度长的时间宽度。
在脉冲动作起动后，在初始阶段电容器电压增加，之后在电容器电压的充电完成的阶段成为稳定阶段。通过电容器的充电电压对断开期间的直流电抗器的两端电压进行钳位，因此抑制浪涌电压的产生。
在脉冲模式的初始阶段，电容器电压从0V向充电电压充电。在断开期间，直流电抗器的两端电压被钳位为电容器电压，因此成为比稳定阶段的电压小的振幅。因此，在将时间宽度设为稳定阶段的时间宽度时，在电压时间积Son与电压时间积Soff之间产生差值，难以抑制直流电抗器的磁饱和。本发明的频率控制在初始阶段使断开期间的时间宽度Toff逐渐减少，由此抑制电压时间积Son与电压时间积Soff之间的差值，抑制直流电抗器的磁饱和。
在脉冲模式的稳定阶段，电容器电压成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。在该稳定阶段，向直流电抗器施加的电压被抑制为电容器电压的钳位电压，但由于该电容器电压是足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此在具有稳定阶段的接通期间和断开期间的周期中，直流电抗器不会磁饱和。
本发明具备直流脉冲电源装置以及直流脉冲电源装置的频率控制方法的各方式。
[直流脉冲电源装置]
本发明的直流脉冲电源装置具备直流电源、脉冲部、电压钳位部以及控制电路部。脉冲部通过具备直流电抗器与开关元件的串联电路的升压斩波电路来产生脉冲输出。电压钳位部通过与脉冲部的直流电抗器并联连接的电容器的电容器电压将直流电抗器的两端电压钳位为钳位电压。控制电路部控制脉冲部的开关元件的开关动作。
控制电路部具备脉冲模式控制部，该脉冲模式控制部对生成脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作进行控制。在脉冲模式的脉冲动作中，使开关元件以预定的占空比重复进行接通/断开动作，通过与占空比对应的脉冲输出从直流电源向负载供给电力。
脉冲模式控制部具备使频率可变的频率控制部。频率控制部通过使开关元件为接通状态，使直流电抗器成为通电状态，对直流电抗器施加电源电压。此时，在直流电抗器中电抗器电流增加。另一方面，通过使开关元件为断开状态，在直流电抗器中通过由电抗器电流所蓄积的能量而产生电抗器电压。该电抗器电压被钳位为与直流电抗器并联连接的电容器的电容器电压。
频率控制部在初始阶段的多个周期的各周期使脉冲动作的频率可变，由此抑制直流电抗器磁饱和。在电容器的充电完成后，从初始阶段的可变频率切换为稳定阶段的稳定频率。
关于可变频率，将各周期中的开关元件接通期间的时间宽度Ton固定，使另一个期间的时间宽度逐渐减少，由此使脉冲动作的频率可变。
在频率控制方式中，通过可改变使开关元件为断开状态的断开期间的时间宽度来进行频率控制。
(频率控制方式的结构)
在基于频率控制方式的结构中，频率控制部在脉冲动作的初始阶段的多个周期的各周期，固定开关元件的接通期间的时间宽度Ton，随着电容器电压的增加使开关元件的断开期间的时间宽度Toff逐渐减少。关于断开期间的时间宽度Toff，在电容器电压小的初始阶段设定得长，随着电容器电压的增加向着稳定阶段的时间宽度缩短。通过频率控制，抑制断开期间的电压时间积Soff与接通期间的电压时间积Son的差值的增加，抑制直流电抗器的磁饱和的产生。
在脉冲动作开始时，使可改变时间宽度的断开期间从初始值开始。在开始脉冲动作后，使断开期间的时间宽度从初始值逐渐减少来执行脉冲动作。在此期间，另一个接通期间的时间宽度保持固定。在电容器电压成为足以将磁饱和复位的电压后，将可变的时间宽度切换为稳定阶段的时间宽度，进行稳定阶段的脉冲动作。能够根据从初始值开始直至达到稳定阶段的稳定值为止的周期数等驱动条件来设定增减的时间宽度。能够基于电容器的电容器电压的电压值或电压变化来检测电容器电压是否达到足以复位磁饱和的电压。
脉冲模式控制部具备判定电容器电压是否达到充电电压的电压判定部。频率控制部基于电压判定部根据电容器电压的电压值或电压变化而判定出的结果，从可变频率向脉冲模式的稳定频率切换。将电容器电压的电压与设定电压进行比较，在电容器电压超过了设定电压时，或者将电容器电压的电压变化ΔVC与设定值进行比较，在电压变化ΔVC为设定值以内时，判定为电容器的充电完成，电容器电压达到足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。关于设定电压，例如能够使用预先设定的充满电电压。
本发明的直流脉冲电源装置具备再生部，该再生部对直流电源再生直流电抗器的电抗器电压内的超过设定电压的电压量。再生部具备与直流电抗器并联连接的电容器，将电容器的电容器电压作为钳位电压，再生直流电抗器的电抗器电压内的超过钳位电压的电压量来抑制浪涌电压，并且使用钳位后的电抗器电压，通过频率控制来抑制直流电抗器的磁饱和。
[直流脉冲电源装置的频率控制方法]
本发明的频率控制方法是具备直流电源、脉冲部、电压钳位部以及控制电路部的本发明的直流脉冲电源的控制方法，在直到电容器电压成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，通过控制开关动作的频率来抑制直流电抗器的磁饱和的产生。
控制电路部的频率控制在对生成脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作进行控制的脉冲模式控制中，在脉冲动作的初始阶段的多个周期，通过使各周期的时间宽度逐渐减少来使脉冲动作的频率可变。
可变频率具备初始阶段的脉冲动作的动作方式。
动作方式：使闭合开关元件来对直流电抗器施加电源电压的接通期间的时间宽度固定，使打开开关元件从而将直流电抗器钳位为电容器电压的断开期间的时间宽度逐渐减少。
在脉冲动作的初始阶段，在断开期间的时间宽度逐渐减少的频率控制过程中电容器电压被充电。电容器电压的增加在电容器的充电完成后停止，成为恒定电压。通过将电容器的充电电压设定为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，在稳定阶段将直流电抗器的磁饱和复位。
本发明将此时的电容器电压设为规定电压。规定电压是在脉冲模式下足以稳定地将磁饱和复位的电容器的电容器电压，确定从初始阶段的频率控制向稳定阶段的脉冲模式切换的时间点。能够基于电容器电压的电压值或电压变化来检测电容器电压是否达到了规定电压，通过检测出电容器电压的电压值成为规定电压值或电容器电压的电压变化已停止，来判定为电容器电压达到了规定电压。关于规定电压值，可通过预先求出充电至足以将磁饱和复位的电压时的电容器电压的电压值来进行确定。
在电容器电压被充电到规定电压后，停止初始阶段的频率控制，将脉冲宽度保持为稳定阶段的预定宽度来对负载供给预定的电力。当在稳定阶段将等离子体作为负载的情况下，基于脉冲模式的预定频率形成脉冲输出，将该脉冲输出供给到等离子体负载来维持等离子体放电。
发明效果
如以上说明的那样，根据本发明，在直流脉冲电源装置中，能够抑制由脉冲动作引起的直流电抗器的磁饱和的产生，抑制由磁饱和引起的过剩电流的产生。
另外，在直流脉冲电源装置的脉冲动作中，在与直流电抗器并联连接的电容器的电容器电压直至成为足以将磁饱和复位的电压为止的期间的初始阶段，通过使频率可变来抑制磁饱和，在电容器电压达到足以将磁饱和复位的电压的稳定阶段，停止频率控制，通过脉冲模式的稳定频率进行电力供给。
附图说明
图1是说明本发明的直流脉冲电源装置的频率控制的流程图。
图2是说明本发明的直流脉冲电源装置的频率控制的第一方式的流程图。
图3是用于说明本发明的直流脉冲电源装置的频率控制的第一方式的电压、电流状态的波形图。
图4是本发明的频率控制时的直流电抗器电流的电流波形图。
图5用于说明本发明的直流脉冲电源装置的概要结构。
图6用于说明本发明的直流脉冲电源的第一结构例。
图7用于说明本发明的直流脉冲电源装置的再生部所具备的逆变电路的电路结构例。
图8用于说明本发明的直流脉冲电源的第二结构例。
图9用于说明本发明的直流脉冲电源的第三结构例。
图10用于说明本发明的直流脉冲电源的第四结构例。
图11用于说明本发明的直流脉冲电源的第五结构例。
图12用于说明现有的直流脉冲电源装置的一个结构例。
图13是用于说明从直流脉冲电源装置向等离子体负载供给脉冲输出的各模式的概要流程图。
图14用于说明直流电抗器的磁饱和。
图15用于说明直流电抗器的磁饱和状态。
图16用于说明直流电抗器的电流例。
具体实施方式
本发明的直流脉冲电源装置在作为脉冲模式的初始阶段的脉冲动作的起动时，在直到电容器电压被充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，进行使脉冲动作的频率可变的频率控制。
使用图1～图4对本发明的直流脉冲电源装置的频率控制进行说明，使用图5对本发明的直流脉冲电源的概要结构进行说明。使用图6～图11对本发明的直流脉冲电源的结构例进行说明。
[频率控制]
图1是说明本发明的直流脉冲电源装置的频率控制的流程图，表示脉冲模式的初始阶段的控制流程。
本发明的直流脉冲电源装置所具备的脉冲部具备从直流电压生成脉冲输出的斩波电路，为了抑制由于斩波电路的直流电抗器的漏电感而产生的浪涌电压的上升，具备包含与斩波电路的直流电抗器并联连接的电容器的电压钳位部。电压钳位部通过将直流电抗器的两端电压钳位为电容器电压来抑制浪涌电压的上升。
另一方面，在直流脉冲电源装置中，通过电压钳位部抑制斩波电路的开关元件为断开状态时的电抗器电压，因此复位磁饱和的电压时间积变得不充分，成为直流电抗器磁饱和的主要原因。
本发明通过在脉冲模式的初始阶段使频率可变的频率控制，使开关元件为断开状态下的电压时间积成为足以将磁饱和复位的量，抑制由于复位电压被钳位而导致的磁饱和的产生。以下，使用图1的流程图说明脉冲模式的初始阶段的控制流程。
在频率控制中，在初始阶段的频率控制区间，固定接通期间的时间宽度，使另一个断开期间的时间宽度可变，由此使频率可变。
在初始阶段，在最初的周期设为初始频率fA来开始脉冲动作(S1)。此时的脉冲动作的一个周期的时间宽度T用(1/fA)表示(S2)。
进行脉冲动作的一个周期的时间宽度T是将时间宽度固定的固定时间宽度Tfix与使时间宽度可变的可变时间宽度Tva合起来而得到的时间宽度(Tfix+Tva)。关于频率的可变，通过在各周期使可变时间宽度Tva逐渐减少来进行(S3)。
在断开期间，通过电容器电压，向直流电抗器施加的电压被钳位。在充电完成之前，电容器电压是不足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。
本发明的频率控制在直到电容器电压被充电为止的期间，通过使频率可变来抑制直流电抗器达到磁饱和。在开始脉冲动作后直到电容器电压被充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压为止的期间，进行基于可变频率的频率控制。
判定电容器电压的充电是否完成(S4)。在电容器电压的充电未完成的情况下(S4)，将频率从初始频率fA变更为可变频率fB(S5)。脉冲动作的一个周期的时间宽度T用(1/fB)表示。由于在时间宽度T(＝1/fB)中将固定时间宽度Tfix固定，所以通过减小可变时间宽度Tva来改变可变频率fB(S6)。
在脉冲模式中，脉冲动作具备起动时的初始阶段和起动后的稳定阶段，在初始阶段，电容器电压增加，在电容器电压达到足以复位的电压之后转移到稳定阶段。在电容器电压的充电完成时(S4)，作为在断开期间向直流电抗器施加的电压达到足以将磁饱和复位的电压，从而结束频率控制，将频率从可变频率fB切换为稳定阶段的脉冲模式频率fPU。
脉冲模式频率fPU是在稳定阶段向负载供给预定电力时的脉冲模式的频率。稳定阶段的一个周期的时间宽度TPU基于脉冲模式频率fPU来确定，接通期间和断开期间的占空比根据向负载供给的电力来确定。
在稳定阶段，基于电容器电压的钳位电压成为足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压。在该稳定阶段，向直流电抗器施加的电压被抑制为电容器电压的钳位电压，但由于该电容器电压是足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此在稳定阶段在切换为稳定频率的脉冲模式下直流电抗器不会磁饱和(S7)。
(频率控制方式)
基于可变频率的频率控制可通过在脉冲动作的各周期，使将开关元件设为断开状态的断开期间的时间宽度Toff逐渐减少的方式来进行。
在频率控制方式中，在脉冲动作的各周期，使将开关元件设为断开状态的断开期间的时间宽度逐渐减少。频率控制抑制断开期间的电压时间积Soff与接通期间的电压时间积Son的差值的增加，抑制直流电抗器的磁饱和的产生。
以下，对频率控制方式进行说明。
(频率控制的方式)
图2是说明频率控制方式的控制流程的流程图，图3是用于说明基于频率控制方式的电压、电流状态的波形图。
在初始阶段，设为最初周期的初始频率fA来开始脉冲动作(S1)。此时的脉冲动作的一个周期的时间宽度T用(1/fA)表示。脉冲动作的一个周期的时间宽度T是将使开关元件为接通状态的接通期间的时间宽度Ton与使开关元件为断开状态的断开期间的时间宽度Toff合起来而得到的时间宽度，将接通期间的时间宽度Ton设为时间宽度被固定的固定时间宽度Tfix，将断开期间的时间宽度Toff设为时间宽度可变的可变时间宽度Tva。通过使断开期间的时间宽度Toff从初始值ToffA开始逐渐减少，从而对频率进行变更(S2A)。
控制电路部输出时间宽度Ton的接通信号(S3a)，在时间宽度Ton的期间使开关元件闭合来成为接通状态(S3b)。
在经过了时间宽度Ton后，控制电路部输出时间宽度Toff的断开信号(S3c)，在时间宽度Toff的期间打开开关元件而成为断开状态。时间宽度Toff在初始阶段的最初周期设为初始值ToffA，在以后的周期设为与可变频率fB对应地变更的时间宽度ToffB(S3d)。
在经过时间宽度Toff后，判定电容器电压的充电是否完成(S4)。在电容器电压的充电未完成的情况下(S4)，将频率从初始频率fA变更为可变频率fB(S5)。
由于接通期间的时间宽度Ton被固定为固定时间宽度Tfix，所以通过变更断开期间的时间宽度ToffB来使频率可变。频率可变时的脉冲动作的一个周期的时间宽度TB用(1/fB)表示，通过使断开期间的时间宽度ToffB逐渐减少，频率fB上升(S6A)。
在电容器电压的充电完成时(S4)，在断开期间向直流电抗器施加的电压达到足以将磁饱和复位的电压，结束频率控制，将频率从可变频率fB切换为稳定阶段的脉冲模式频率fPU(S7)。
图3的(a)表示输出电压波形、直流电抗器饱和电流波形以及电容器电压波形。
在初始阶段的频率控制区间，使时间宽度从最初周期的时间宽度TA逐渐缩短，提高到稳定状态的频率。由于在各周期中开关元件为接通状态的接通期间的时间宽度Ton为固定的时间宽度，因此通过改变开关元件为断开状态的断开期间的时间宽度Toff来使频率可变。图示的输出电压波形表示了在各周期中时间宽度Ton被固定，时间宽度Toff逐渐变短，并且开关元件为断开状态的输出电压的振幅朝向稳定阶段的输出电压的振幅进行增加的状态。电容器电压在初始阶段从0V向充电完成电压上升。
图3的(b)是用于说明基于频率控制的磁饱和的抑制状态的概要图。在开关元件的接通期间和断开期间对直流电抗器施加相反极性的电压。接通期间的电压时间积Son是接通期间的电压与接通时间宽度Ton的乘积，接通期间的电压大致是电源电压。
另一方面，断开期间的电压时间积Soff是断开期间的电压与时间宽度Toff的乘积。通过电容器电压将断开期间的电压钳位，从0V向电容器的充电完成电压上升。由于在初始阶段断开期间的电压低，因此在时间宽度Toff被固定的状态下，电压时间积Soff相对于电压时间积Son，不足以将磁饱和复位。
本发明的频率控制将接通期间的时间宽度Ton固定，使断开期间的时间宽度Toff可变，随着电容器电压的上升，从比稳定阶段的时间宽度长的时间宽度逐渐减少。通过使断开期间的时间宽度Toff随着电容器电压的上升而逐渐减少，在各周期使电压时间积Soff与电压时间积Son成为相同程度来抑制磁饱和的产生。
直流电抗器饱和电流重复进行接通期间的增加和断开期间的减少。直流电抗器通过频率控制来抑制磁饱和，因此直流电抗器饱和电流被抑制为小于磁饱和电平。
[脉冲模式的稳定阶段]
在脉冲模式的稳定阶段，通过稳定阶段的频率进行脉冲动作。在该稳定阶段，电容器电压VC被充电至足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此直流电抗器不会磁饱和而被复位，直流电抗器电流iDCL虽然在各周期内变动，但不会超过磁饱和电平。
图4表示基于本发明的频率控制的直流电抗器电流的电流波形。图示的电流波形表示了在点火模式、直流模式及脉冲模式的初始阶段及稳定阶段的任意一个模式下，直流电抗器电流均不会成为过剩电流。
[直流脉冲电源装置的概要结构]
图5表示本发明的直流脉冲电源装置的结构例。直流脉冲电源装置具备：直流电源部10、脉冲部20、电压钳位部30cl、控制电路部40以及电压检测部60。脉冲部20向负载50供给从直流电源部10的直流电压生成的脉冲输出。
脉冲部20能够由升压斩波电路构成。脉冲部20具备通过直流电抗器21与开关元件22的串联连接而构成的升压斩波电路。直流电抗器21串联连接在直流电源部10侧与负载50侧之间，开关元件22与负载50侧并联连接。驱动电路23使开关元件22进行接通/断开动作，从直流电压生成脉冲波形的脉冲输出。直流电抗器21与电压钳位部30cl的电容器C并联连接。
在图示的结构例中，脉冲部20的直流电源侧具备接地的端子B和作为低电压侧的负电压的端子A。开关元件22表示了FET的例子，将源极S侧与低电压侧连接，将漏极D侧与接地电压的高电压侧连接，向栅极G侧输入来自驱动电路23的驱动信号。
控制电路部40经由驱动电路23控制升压斩波电路，生成控制信号，该控制信号决定与目标脉冲输出对应的开关元件22的接通时间和断开时间的时间宽度或占空比。驱动电路23基于控制电路部40的控制信号向开关元件22的栅极G输出驱动信号，使开关元件22进行接通/断开动作。
开关元件22的源极S侧与直流电抗器21的负载侧连接，开关元件22的漏极D侧接地。在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21的负载侧接地，直流电抗器电流iDCL从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及直流电抗器21流向端子A。此时，在直流电抗器21中蓄积电磁能量。接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21中蓄积的蓄积能量，在直流电抗器21中产生电抗器电压VDCL。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，根据接通/断开时间的占空比使输出电压Vo上升。
电压钳位部30cl将电容器C的电容器电压VC钳位为钳位电压。在开关元件22处于断开状态时，与直流电抗器21并联连接的电容器C向直流电抗器21施加电容器电压VC。由此，通过电容器电压VC将直流电抗器21的两端电压钳位为钳位电压。
控制电路部40具备：点火模式控制部(IG模式控制部)42，其通过点火模式使等离子体点火；直流模式控制部(DC模式控制部)43，其在等离子体点火后，通过直流模式设为恒定的放电电压状态；脉冲模式控制部44，其通过脉冲模式的频率控制形成脉冲输出；以及模式切换部41，其切换各模式。
脉冲模式控制部44通过切换频率来使接通/断开开关元件22的频率可变。在初始阶段，首先以初始频率fA进行一个周期的脉冲动作，接着通过可变频率fB，一边在多个周期的期间变更频率，一边进行脉冲动作。在初始阶段使频率可变来进行脉冲动作后，在以后的脉冲模式的各周期，通过稳定阶段的稳定频率进行脉冲动作来形成脉冲输出。
脉冲模式控制部44具备使频率可变的频率控制部44c，在脉冲动作的初始阶段，通过将闭合开关元件而成为接通状态的接通期间的时间宽度Ton固定，使打开开关元件而成为断开状态的断开期间的时间宽度Toff逐渐减少的方式，使频率可变。
通过使频率可变，抑制开关元件为接通状态的电压时间积与开关元件为断开状态的电压时间积的差值的增加，抑制初始阶段的磁饱和的产生。
在脉冲动作的稳定阶段，以脉冲模式的稳定阶段的频率进行开关元件的开关，对负载供给稳定电力。在稳定阶段，电容器电压是足以将直流电抗器的磁饱和复位的电压，因此，即使在通过电容器电压将电压钳位的状态下，在切换为稳定阶段的频率的脉冲模式下，直流电抗器也不会磁饱和。
频率控制部44c具备初始频率部44c1、可变频率部44c2以及脉冲模式频率部44c3。初始频率部44c1具备初始频率fA，可变频率部44c2生成可变频率fB，脉冲模式频率部44c3具备稳定阶段的脉冲模式频率fPU。另外，脉冲模式控制部44除了具备频率控制部44c以外，还具备检测一个周期的周期检测部44a、以及使用电容器电压VC或电容器电压的电压变化ΔVC来判定电容器的充电状态的电压判定部44b。由电压检测部60检测电容器电压VC。
模式切换部41接收开始信号，向点火模式控制部42发送开始点火的信号。点火模式控制部42接收开始信号来进行点火动作。
模式切换部41监视输出电压Vo，基于输出电压Vo向直流模式控制部43发送从点火模式切换为直流模式的切换信号。直流模式控制部43通过施加恒定电压的直流电压而设为放电电压状态。模式切换部41向脉冲模式控制部44发送切换为直流模式后的脉冲模式的切换信号。
在脉冲模式控制部44中，频率控制部44c使用初始频率部44c1的初始频率fA开始脉冲模式的控制。驱动电路23以初始频率fA的周期进行一个周期的接通/断开动作。
周期检测部44a在接收到脉冲模式的切换信号后，检测脉冲动作的各周期。关于电压判定部44b，每当周期检测部44a检测到脉冲动作的周期时，对电压判定部44b指示判定电容器的充电状态。电压判定部44b按照脉冲动作的每个周期，判定由电压检测部60检测出的电容器电压VC是否达到设定电压，或者判定电容器电压VC与前一周期的电容器电压VC的差即电压变化ΔVC是否为比设定值大的电压变化。
在电容器电压VC未达到设定电压的情况下，或者在电压变化ΔVC超过设定值的情况下，频率控制部44c使用可变频率部44c2的可变频率fB来控制驱动电路23。可变频率部44c2按每个周期使可变频率fB逐渐增加来进行更新。
可变频率部44c2通过对前一周期的可变频率fB加上或减去ΔDuty来更新可变频率fB。最初的可变频率fB使用初始频率fA来作为前一周期的可变频率。
在电容器电压VC达到设定电压的情况下，或者在电压变化ΔVC未超过设定值的情况下，从可变频率fB切换为稳定阶段的脉冲模式频率fPU，使用脉冲模式频率部44c3的脉冲模式频率fPU来控制驱动电路23。
[直流脉冲电源装置的结构例]
以下，对直流脉冲电源装置的结构例进行说明。结构例的直流脉冲电源装置的脉冲部具备再生直流电抗器的电抗器电压的再生部。再生部具备与直流电抗器并联连接的电容器，来作为再生直流电抗器的电抗器电压的结构。再生部除了对直流电抗器的电抗器电压进行再生以外，还与电压钳位部30cl同样地对电容器的电容器电压进行钳位，将与电容器并联连接的直流电抗器的电抗器电压钳位成电容器电压。
第一结构例是对升压斩波电路的直流电抗器的两端的电抗器电压进行再生的结构，第二～第五结构例是对升压斩波电路的磁耦合的两个直流电抗器中的一个直流电抗器的电抗器电压进行再生的结构，第二、第五结构例是将磁耦合的两个直流电抗器设为带抽头的单匝变压器的结构，第三、第四结构例是将磁耦合的两个直流电抗器设为多匝变压器的结构。
另外，关于进行再生的电抗器电压，第一～第五结构例以直流电源的低电压侧的电压为基准电压。
[直流脉冲电源装置的第一结构例]
使用图6对本发明的直流脉冲电源装置的第一结构例进行说明。
本发明的直流脉冲电源装置具备：直流电源部(DC部)10；脉冲部20A，其向负载5供给与直流电源部10连接的升压斩波电路产生的脉冲输出；再生部30，其向直流电源部10侧再生由脉冲部20A产生的过剩的电压上升量；控制电路部40，其控制直流电源部10、脉冲部20A、驱动电路23和再生部30；以及电压检测部60，其检测电容器电压，经由输出电缆3向负载5供给脉冲输出。在图6中，作为负载5示出了等离子体产生装置的例子，但负载5不限于等离子体产生装置，也可以用于脉冲激光激励、放电加工机等。
(直流电源部)
直流电源部(DC部)10具备：整流器11，其将交流电源2的交流电压整流为直流电压；缓冲电路12，其吸收并抑制在整流时产生的过渡性产生的尖峰的高电压；单相逆变电路13，其将直流电压变换为交流电压；单相变压器14，其将单相逆变电路13的交流电压电压变换为预定的电压值；整流器15，其将单相变压器14进行电压变换而得到的交流电压整流为直流电压；以及电容器16(CF)，其将两端电压作为直流电源部的直流电压。电容器16的一端接地，在另一端形成负电压的低电压。在图6所示的结构中，作为负载5示出了等离子体产生装置的电容负载的例子。在此，由于将等离子体产生装置的一端接地来供给负电压，因此示出了直流电源部10产生负电压的脉冲输出的结构。
单相逆变电路13根据来自控制电路部40的控制信号进行开关动作，将直流电压转换为预定频率的交流电压。构成直流电源部10的整流器11、15、缓冲电路12、单相逆变电路13、单相变压器14的各电路要素能够设为通常已知的任意的电路结构。
(脉冲部)
脉冲部20A通过升压斩波电路从直流电压生成脉冲波形。升压斩波电路具备：在直流电源侧与负载侧之间串联连接的直流电抗器21a；与负载侧并联连接的开关元件(Q1)22；以及对开关元件22的接通/断开动作进行驱动的驱动电路23。脉冲部20A的直流电源侧具备接地的端子B和作为低电压侧的负电压的端子A。图示的开关元件22表示了FET的例子，将源极S侧与低电压侧连接，将漏极D侧与接地电压的高电压侧连接，向栅极G侧输入来自驱动电路23的驱动信号。
控制电路部40为了使升压斩波电路进行动作，与目标脉冲输出对应地生成用于决定开关元件22的接通时间和断开时间的时间宽度或占空比的信号，并且基于直流电源部10的输出端的电压以及电流生成控制信号。
驱动电路23基于控制电路部40的控制信号向开关元件22的栅极G输出驱动信号，进行开关元件22的接通/断开动作。
开关元件22的源极S侧与直流电抗器21a的负载侧连接，开关元件22的漏极D侧接地。在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21a的负载侧接地，电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及直流电抗器21a流向端子A。此时，在直流电抗器21a中蓄积电磁能量。接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过在直流电抗器21a中蓄积的蓄积能量，在直流电抗器21a中产生电抗器电压VDCL。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，根据接通/断开时间的占空比使输出电压Vo上升。
(再生部)
再生部30向直流电源再生升压斩波电路的直流电抗器的电抗器电压内的超过设定电压的电压量。再生部30具备二极管31、电容器32(C1)、逆变电路33、变压器34、整流器35。
电容器32(C1)的一端与直流电抗器21a的负载侧端部连接，另一端经由二极管31与直流电抗器21a的直流电源侧端部连接，被施加在直流电抗器21a中产生的电抗器电压。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部20A朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在直流电抗器21a的电抗器电压VDCL超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值进行再生动作。
作为决定电容器电压VC1的方法，除了变更变压器34的变压比以外，还有控制逆变电路33的输出的方式。例如，具有PWM控制、相移控制等，但只要是控制逆变电路的输出的方式，则不限于此。
另外，在图6所示的电路结构中，再生部30是一端与脉冲部20A的低电压侧输入端连接的结构，以低电压侧的电压(负电压)为基准，将直流电抗器21a的电抗器电压VDCL作为再生输入电压Vin进行再生。
逆变电路33在电容器32侧的直流电压与变压器34侧的交流电压之间进行直交变换，基于直流电源的直流电压VAB将电容器32(C1)的电容器电压VC1保持为恒定电压，并且在电抗器电压VDCL超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，将该超过的电压量变换为交流来向直流电源侧进行再生。由于电容器电压VC1被保持为恒定电压，因此直流电抗器21a的电抗器电压VDCL被钳位为电容器电压VC1。逆变电路33例如能够由开关元件的桥接电路构成。根据来自控制电路部40的控制信号α来控制开关元件的开关动作。
变压器34基于变压比对直流电源部10的直流电压VAB与电容器32(C1)的电容器电压VC1之间的电压比率进行调制。在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，直流电压VAB与电容器电压VC1之间的电压关系由VC1＝(n2/n1)×VAB表示。
整流器35将变压器34侧的交流电压整流为直流电源部10侧的直流电压。整流器35的直流侧端子与直流电源部10的端子A、B连接，仅在电容器电压VC1超过基于直流电压VAB的电压时，对直流电源部10再生电力。
再生部30的结构只要是具备将直流电抗器21a的两端电压钳位为预定电压的功能、以及将超过预定电压的电力量向直流电源侧再生的功能的结构即可，不限于上述结构。
(再生部的结构例)
使用图7对直流脉冲电源装置的再生部所具备的逆变电路的电路结构例进行说明。
再生部30包含逆变电路33，该逆变电路33将对电容器32(C1)的电容器电压VC1的直流电压进行直交变换而得到的交流电压输出到变压器34。逆变电路33具备：桥接电路33a，其由开关元件QR1～QR4构成；以及驱动电路33b，其根据控制信号α生成对开关元件QR1～QR4进行驱动的驱动信号。在此，作为桥接电路33a示出了全桥电路的例子，但也可以使用半桥电路、多相逆变电路。
[直流脉冲电源装置的第二结构]
使用图8对本发明的直流脉冲电源装置的第二结构例进行说明。第二结构例在脉冲部20的升压斩波电路的结构上与第一结构例不同，其他结构与第一结构例相同。以下，对与第一结构例不同的结构进行说明，省略其他共同结构的说明。
第一结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21a由单一的线圈构成。与此相对，在第二结构例的直流电抗器21b，代替第一结构例的升压斩波电路的单一线圈而由带抽头的单匝变压器构成。由带抽头的单匝变压器构成的直流电抗器21b可通过将磁耦合的第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2串联连接来构成，将第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的连接点作为抽头点。第一直流电抗器21b-1的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，第二直流电抗器21b-2的一端与负载侧连接，第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的连接点的抽头点与开关元件22的源极S端连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21b的连接点的抽头点接地，电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1流向端子A。此时，在第一直流电抗器21b-1中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过由于在直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1中蓄积的蓄积能量而流过的直流电抗器电流iDCL，在第一直流电抗器21b-1中产生电抗器电压VDCL1，在第二直流电抗器21b-2中产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21b-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2的带抽头的单匝线圈的匝数比设为n1p：n2p的情况下，第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21b-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
第二结构例的再生部30应用直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1来代替第一结构例的直流电抗器21a的电抗器电压VDCL，由此同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1与第二直流电抗器21b-2之间的连接点连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21b-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21b-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器34的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部20B朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1超过电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
对于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1和第二直流电抗器21b-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL1+VDCL2)。由于第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1被钳位为电容器电压VC1，因此输出电压Vo成为Vo＝VAB+VC1+VDCL2。
[直流脉冲电源装置的第三结构]
使用图9对本发明的直流脉冲电源装置的第三结构例进行说明。第三结构例在脉冲部20C的升压斩波电路的结构上与第一、第二结构例不同，其他结构与第一、第二结构例相同。以下，对与第一、第二结构例不同的结构进行说明，省略其他共同结构的说明。
第二结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21b由带抽头的单匝变压器构成。与此相对，第三结构例的直流电抗器21c代替第二结构例的升压斩波电路的带抽头的单匝变压器而由多匝变压器构成。关于直流电抗器21c的多匝变压器表示了加极性的变压器的例子。
由多匝变压器构成的直流电抗器21c是将磁耦合的第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2并联连接的结构。第一直流电抗器21c-1的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，另一端与开关元件22的源极S端连接。第二直流电抗器21c-2的一端与开关元件22的源极S端连接，另一端与负载侧连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1的开关元件22侧的端部接地，电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及第一直流电抗器21c流向端子A。此时，在第一直流电抗器21c中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过由于在直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1中蓄积的蓄积能量而流过的直流电抗器电流iDCL，在第一直流电抗器21c-1中产生电抗器电压VDCL1，并且通过与第一直流电抗器21c-1的磁耦合而在第二直流电抗器21c-2中产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一、第二结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21c-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2的多匝线圈的匝数比设为(n1p：n2p)的情况下，第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21c-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
第三结构例的再生部与第二结构例的直流电抗器21b的第一直流电抗器21b-1的电抗器电压VDCL1同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21c的第一直流电抗器21c-1的开关元件侧的端部连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21c-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21c-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一、第二结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
关于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1和第二直流电抗器21c-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL1+VDCL2)。由于第一直流电抗器21c-1的电抗器电压VDCL1被钳位为电容器电压VC1，因此输出电压Vo成为Vo＝VAB+VC1+VDCL2。在第一直流电抗器21c-1与第二直流电抗器21c-2的匝数比为(n1p/n2p)时，电抗器电压VDCL1以及VDCL2通过(VDCL1/VDCL2＝n1p/n2p)来表示。
[直流脉冲电源装置的第四结构]
使用图10对本发明的直流脉冲电源装置的第四结构例进行说明。第四结构例在变压器的结构上与第三结构例不同，该变压器用于构成脉冲部20D的升压斩波电路中的直流电抗器，其他结构与第三结构例相同。
第三结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21c由加极性的多匝变压器构成。与此相对，在第四结构例的直流电抗器21d，代替第三结构例的升压斩波电路的加极性的多匝变压器而由减极性的多匝变压器构成。
由多匝变压器构成的直流电抗器21d是将磁耦合的第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2并联连接的结构。第一直流电抗器21d-1的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，另一端与开关元件22的源极S端连接。第二直流电抗器21d-2的一端与直流电源的低电压侧的端子A连接，另一端与负载侧连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1的开关元件22侧的端部接地，电流从端子B经由处于接通状态的开关元件22以及第一直流电抗器21d-1流向端子A。此时，在第一直流电抗器21d-1中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过由于在直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1中蓄积的蓄积能量而流过的直流电抗器电流iDCL，在第一直流电抗器21d-1中产生电抗器电压VDCL1，在第二直流电抗器21d-2中通过与第一直流电抗器21d-1的磁耦合而产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一、第二、第三结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21d-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21d-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2的多匝线圈的匝数比设为(n1p：n2p)的情况下，第一直流电抗器21d-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21d-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
第四结构例的再生部的直流电抗器21d与第三结构例的直流电抗器21c的第一直流电抗器21c的电抗器电压VDCL1同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21d的第一直流电抗器21d-1的开关元件侧的端部连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21d-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21d-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为正向来连接二极管31，在第一直流电抗器21d-1的电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一、第二、第三结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
关于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第二直流电抗器21d-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL2)。在第一直流电抗器21d-1与第二直流电抗器21d-2的匝数比为(n1p/n2p)时，电抗器电压VDCL1以及VDCL2由(VDCL1/VDCL2＝n1p/n2p)表示。因此，在通过VC1将VDCL1钳位的情况下，输出电压Vo由Vo＝VAB+VC1×(n1p/n2p)表示。
[直流脉冲电源装置的第五结构]
使用图11对本发明的直流脉冲电源装置的第五结构例进行说明。第五结构例在升压斩波电路的直流电抗器的设置方式上与第二结构例不同，其他结构与第二结构例相同。以下，对与第二结构例不同的结构进行说明，省略其他共同结构的说明。
第五结构例的升压斩波电路所具备的直流电抗器21e与第二结构例的升压斩波电路的直流电抗器21b同样地由带抽头的单匝变压器构成，但在相对于电源线的设置方式上不同。第二结构例的直流电抗器21b与直流电源的低电压侧的电源线连接，与此相对，第五结构例的直流电抗器21e与直流电源的高电压侧的电源线连接。
在脉冲部20E中，由带抽头的单匝变压器构成的直流电抗器21e通过将磁耦合的第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2串联连接来构成，将第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的连接点作为抽头点。第一直流电抗器21e-1的一端与直流电源的高电压侧的端子B连接，第二直流电抗器21e-2的一端与负载侧连接而接地，第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的连接点的抽头点与开关元件22的漏极D端连接。
在开关元件22为接通状态时，直流电抗器21e的连接点的抽头点经由第二直流电抗器21e-2接地，电流从端子B经由第一直流电抗器21e-1以及处于接通状态的开关元件22流向端子A。
此时，在第一直流电抗器21e-1中蓄积电磁能量。
接着，当开关元件22从接通状态切换为断开状态时，通过由于在直流电抗器21e的第一直流电抗器21e-1中蓄积的蓄积能量而流过的直流电抗器电流iDCL，在第一直流电抗器21e-1中产生电抗器电压VDCL1，在第二直流电抗器21e-2中产生电抗器电压VDCL2。升压斩波电路通过重复进行开关元件22的接通动作和断开动作，与第一结构例同样地使输出电压Vo上升。
第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21e-2的电抗器电压VDCL2的电压比成为第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的电感比的比率所对应的值。在将直流电抗器21的第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的带抽头的单匝线圈的匝数比设为n1p：n2p的情况下，第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1与第二直流电抗器21e-2的电抗器电压VDCL2的电压比(VDCL1/VDCL2)成为匝数比(n1p/n2p)。
在第五结构例的再生部30中，代替第一结构例的直流电抗器21a的电抗器电压VDCL而应用直流电抗器21e的第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1，由此同样地进行动作。
在再生部30中，电容器32(C1)的一端与直流电抗器21e的第一直流电抗器21e-1与第二直流电抗器21e-2的连接点连接，另一端经由二极管31与第一直流电抗器21e-1的直流电源侧端部连接，被施加在第一直流电抗器21e-1中产生的电抗器电压VDCL1。电容器32(C1)的电容器电压VC1基于直流电源的直流电压VAB以及变压器的变压比来确定，在变压器34的变压比为(n2：n1)的情况下，成为VC1＝(n2/n1)×VAB的设定电压。将从脉冲部20D朝向再生部30的电容器32(C1)的方向作为反向来连接二极管31，在第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的情况下，针对电抗器电压VDCL1超过了电容器32(C1)的电容器电压VC1的电压量，由再生部30进行再生。因此，与第一结构例同样地，再生部30将电容器32(C1)的电容器电压VC1作为阈值来进行再生动作。
关于输出电压Vo，输出对直流电源的直流电压VAB叠加了第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1和第二直流电抗器21e-2的电抗器电压VDCL2而得到的电压(Vo＝VAB+VDCL1+VDCL2)。由于第一直流电抗器21e-1的电抗器电压VDCL1被钳位为电容器电压VC1，因此输出电压Vo成为Vo＝VAB+VC1+VDCL2。
在第一结构例～第五结构例所示的直流脉冲电源装置中，控制电路部40具备对以恒定周期生成脉冲输出的脉冲模式的脉冲动作进行控制的脉冲模式控制部，脉冲模式控制部具备使频率可变的频率控制部。频率控制部在脉冲动作的初始阶段使频率可变，由此抑制脉冲模式的初始阶段的磁饱和。
另外，将开关元件的S端子的电压钳位成比浪涌电压低的电压，抑制向开关元件施加的电压的过度上升，并且通过脉冲模式控制部的频率控制，使直流电抗器21a～21e的磁饱和复位。
上述实施方式以及变形例中的记述是本发明的直流脉冲电源装置的一个例子，本发明并不限于各实施方式，能够基于本发明的主旨进行各种变形，不应从本发明的范围中排除这些变形。
产业上的应用
本发明的直流脉冲电源装置除了作为向等离子体产生装置供给电力的电力源来使用以外，还能够作为向脉冲激光激励、放电加工机等负载供给脉冲输出的电源装置来使用。
附图标记说明
1直流脉冲电源
2交流电源
3输出电缆
5负载
10直流电源部
11整流器
12缓冲电路
13单相逆变电路
14单相变压器
15整流器
16电容器
20、20A、20B、20C、20D脉冲部
21、21a、21b、21c、21d、21e直流电抗器
22开关元件
23驱动电路
30再生部
30cl电压钳位部
31二极管
32电容器
33逆变电路
33a桥接电路
33b驱动电路
34变压器
35整流器
40控制电路部
41模式切换部
42点火模式控制部
43直流模式控制部
44脉冲模式控制部
44a周期检测部
44b电压判定部
44c频率控制部
44c1初始频率部
44c2可变频率部
44c3脉冲模式频率部
50负载
60电压检测部
100直流脉冲电源装置
110直流电源部
120脉冲部
120A脉冲部
121、121A、121B直流电抗器
122、122A、122B开关元件
123驱动电路
130电压钳位部
140控制电路部
150负载
C电容器
D漏极
G栅极
QR1-QR4开关元件
S源极
Soff电压时间积
Son电压时间积
T时间宽度
TA时间宽度
TB时间宽度
TPU时间宽度
Tfix固定时间宽度
Toff时间宽度
ToffA初始值
ToffB时间宽度
Ton时间宽度
TonA初始值
TonB时间宽度
Tva可变时间宽度
VAB直流电压
VC电容器电压
VC1电容器电压
VDCL电抗器电压
VDCL1电抗器电压
VDCL2电抗器电压
Vin再生输入电压
Vo输出电压
fA初始频率
fB可变频率
fPU脉冲模式频率
iDCL直流电抗器电流
ΔVC电压变化
α控制信号。