具体实施方式

在本公开的一个方面，本文公开的主题可用于诸如图1-12所示的系统，S/G和ICC发动机启动和发电系统50包括S/G 100和ICC 200。如图1，图2和图5所示，S/G 100是三台电机(包括主机110，激励器(exciter)120和PMG 130)的组合。这种布置被称为三机组。主机110可以是凸极同步机。主机110的定子112连接到ICC 200的主IGBT/二极管桥210。主机110的转子114连接到位于主转子114的轴118内部的全波或半波旋转整流器116的输出。激励器转子122具有连接到旋转整流器116的输入的三相绕组，并且激励器定子124包括DC绕组和通过图2所示的接触器220连接到ICC 200的激励器IGBT/二极管桥212的三相AC绕组。图2提供了S/G和ICC系统50的框图，重点是构成主IGBT/二极管桥210和激励器IGBT/二极管桥212的部件。

图2所示的ICC 200包括两个IGBT/二极管桥：主桥210和激励器桥212。主桥210和激励器桥212也分别称为主逆变器/转换器和激励器逆变器/转换器。主桥210和激励器桥212均由数字控制组件控制。控制主IGBT/二极管桥210的组件被称为主数字控制组件230。替代地，控制主IGBT/二极管桥210的组件也可以在启动模式下被称为启动器逆变器数字控制组件，并且在发电模式下被称为发电机转换器控制组件。控制激励器IGBT/二极管桥212的组件被称为激励器数字控制组件240。替代地，控制激励器IGBT/二极管桥212的组件也可以在启动模式下被称为激励器逆变器数字控制组件，并且在发电模式下被称为激励器逆变器数字控制组件。主数字控制组件230连同其嵌入式软件一起控制主桥210，该主桥210在启动模式下生成AC电力以驱动S/G，并且在发电模式下将AC电力转换为飞行器上要求的DC电力。

S/G和ICC发动机启动和发电系统50具有两种操作模式：启动模式和发电模式。在启动模式下，S/G和ICC系统50由单独电源VDC 60供电，由此到单独电源VDC 60的连接在图1和图2中示出。主机110在启动模式下用作三相绕线场(field)凸极同步电动机。在同步电动机的轴处产生转矩可能会发生两种情况。第一种是将三相交流电输入到主定子112的三相绕组，第二种是将激励电流提供给主转子114。供应给主定子112的电流的频率与主机的速度成比例。三相交流电由主IGBT/二极管桥210提供。三相电流生成的旋转场与主转子114生成的磁场相互作用，从而在主转子114的轴处产生机械转矩。

在常规的发电系统中，向主转子114提供激励电流是一个挑战。在启动开始时，任何基于同步机的激励器均不生成电力。在低速下，基于同步机的激励器无法生成足够的电力来为主转子供电。这是因为对于任何基于同步的激励器，其DC激励绕组不会将电力传递到转子绕组。实际上，对于常规的发电系统，只能从轴上的机械能传递动力。因此，要启动发动机，生成主转子激励电流的动力必须来自激励器定子124。换句话说，在启动模式期间用于激励的能量穿过激励器120的气隙。需要旋转变压器。相反，在发电模式下，主机110用作三相绕线场凸极同步发电机。为了产生电，将激励电流提供给主转子114。常规的同步激励器可以用于该目的。不同的模式需要不同的激励电源。一种模式需要激励器定子124中的AC三相电流，另一种模式需要激励器定子124中的DC电流。

双功能激励器定子与位于ICC中的接触器220结合工作。通过将接触器切换到合适的位置，激励器定子中的绕组在启动模式期间被构造为AC三相绕组。在该模式下，具有AC三相绕组的激励器定子124和具有另一AC三相的激励器转子122形成感应激励器。由ICC中的激励器数字控制组件240控制，AC三相绕组的相序的方向与机器轴的方向相反。因此，感应激励器在其制动模式下操作。在发电模式中，激励器定子124中的绕组被构造为DC绕组。具有DC绕组的激励器定子124和具有AC三相绕组的激励器转子122形成同步激励器。在不给激励器增加任何尺寸或重量的情况下，构造的AC和DC绕组分别在启动模式和发电模式期间在激励器转子122和激励器定子124之间的气隙中生成必要的旋转场。另外，在启动模式期间，AC绕组将功率从激励器定子124传递到激励器转子122。

在启动模式和发电模式下，每当主IGBT/二极管桥210的IGBT 215换向(commutate)时，就需要用于功率开关换向的主转子114的机械位置信息。如图2中所示以及图3和图4中详细所示，由主数字控制组件230生成无传感器转子位置信号θ，ω_e(转子位置，转子速度)。转子位置信号由主数字控制组件230中的嵌入式软件通过S/G的电压和电流信号构成。

图3示出了处于启动模式的S/G和ICC系统50的框图。存在三台电机-主同步电动机110，感应激励器120和PMG 130。主同步电动机110和感应激励器120在启动模式下起重要作用。主IGBT/二极管桥210从DC总线接收DC输入电力(例如，270VDC)，并且将DC电力逆变为AC电力。由逆变器生成的三相AC电流馈入主同步电动机110。生成AC电流的门控信号由启动器逆变器数字控制组件230控制。启动器逆变器数字控制组件230测量a相电流，b相电流和DC总线电压。通过使用通过主数字控制组件230中的嵌入式软件实现的Clarke变换，在同步静止坐标系(frame)中将a相和b相电流转换为α和β电流。α轴与位于主定子的a相绕组的中心处的a轴重合，而β轴在空间上比α轴提前90电度。通过使用通过同一嵌入式软件实现的Park变换，在同步旋转坐标系中将α和β电流进一步转换为d和q电流。d轴与主转子114的激励绕组的轴对准，而q轴在空间上比d轴提前90电度。

如图3所示，存在两个电流调节回路-d和q回路。d和q回路的输出是d和q电压，该d和q电压在馈入空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)之前通过使用Inverse-Park变换转换回α和β电压。为了进行Park和Inverse-Park变换，确定主转子位置角。α和β电压是SVPWM的输入，该SVPWM生成IGBT开关的门控信号。开关频率可以设置为14kHz，或设置为一些其他合适的频率。

如图3所示，类似于启动器逆变器数字控制组件230，激励器逆变器数字控制组件240还具有Clarke，Park和Inverse-Park变换。同样，激励器逆变器数字控制组件240具有d和q电流调节回路。门控信号由其相应的SVPWM生成。如前所述，因为激励器IGBT/二极管桥212或激励器逆变器的基频固定为1250Hz或一些其他合适的频率，并且激励器120在其转子122和定子124上没有凸性(saliency)，转子位置信息可以通过使用公式2πft人工构造，其中f＝1250Hz，t为时间。这与主逆变器不同，即在这种情况下不需要实时转子位置信息。在一种可能的实施方式中，激励器逆变器的SVPWM开关频率为10hz，从而可以利用其它适当选择的开关频率，同时仍在本公开的精神和范围内。

在启动模式下的第二实施例中，激励器120被构造为在其制动模式下操作的感应机，或者替代地描述，激励器120像三相旋转变压器那样起作用。激励器定子124的三相绕组生成旋转场，该旋转场在激励器转子122中感应出三相电压。旋转场的方向被控制为与主机110的旋转方向相反。因此，在启动模式期间，激励器转子122中的电压的频率随着转子速度而增加。来自外部电源的DC电力通过激励器IGBT/二极管桥212转换为三相1250Hz电力(或一些其他合适的频率)。电力穿过气隙并传递到激励器转子122的绕组。然后，通过主发电机的转子轴内部的旋转整流器116对三相电压进行整流。整流电压将激励电力提供给主机110的转子114。一旦转子速度达到发动机空转速度，则启动模式终止，而发电模式开始。激励器转子122从激励器定子124和转子轴118接收能量。在零速时，所有能量都来自激励器定子124。来自轴118的能量随着转子速度的增加而增加。

用于通过数字控制组件230与其嵌入式软件一起构造主转子位置信息的无传感器实施方式包括两个部分：a)高频注入无传感器估计，以及b)电压模式无传感器估计。高频注入无传感器估计覆盖从0rpm到预限定低速，例如80rpm。电压模式无传感器估计覆盖从例如80rpm的速度到高转速(例如14,400rpm)，在高转速下，发动机被拉至其截止速度。大多数其他无传感器方法(包括上述电压模式无传感器)在零速和低速下都会失败，因为这些方法从根本上取决于反EMF。高频注入方法不取决于反EMF。因此，该方法适用于从0到预限定低速(例如80rpm)的速度。因此，实现了在主同步机的rpm和低速下的转子位置估计。无传感器的实际实现描述如下。

如图3所示，当主机110的速度低于80rpm或主机110的频率f₀<＝8Hz时，一对500Hz正弦波电压V_αi，V_βi叠加在SVPWM的输入上。该500Hz频率称为载波频率。可以利用其他适当的载波频率，同时仍在本公开的精神和范围内。在图3中，该载波频率由符号ω_c表示。每个相中的电流对这两个叠加电压的响应都包含转子位置信息。

主定子的每个相电流具有多个分量。如图3所示，a相和b相电流通过Clarke变换传递到α和β轴。α和β电流包含频率为ω_r的基波分量，频率为ω_c的正序分量，频率为2ω_r-ω_c的负序分量。正序分量ω_c不包含转子位置信息。因此，该分量被完全去除。如图3所示，α和β电流旋转了-ω_ct度。因此，正序分量变为DC信号，然后通过使用二阶高通滤波器或某种其他类型的高通滤波器(例如，一阶或三阶或更高阶)来消除该DC信号。其余分量(即基频分量和负序分量)包含转子信息。然而，转子位置是在在零速下向机器施加基波电流之前确定的，而且在零速和低速下，基波分量非常弱。能够可靠地提取转子位置信息的分量是负序分量。在先前的旋转之后，分量的频率变为2ω_r-2ω_c。然后由数字控制组件230进行另一旋转2ω_ct。旋转的输出经过6阶低通滤波器，或到一些其他适当的低通滤波器(例如，1阶，2阶，...或5阶低通滤波器)。用i_β2θ表示β电流的剩余信号，用i_α2θ表示α电流的剩余信号，得到以下角度：

不幸的是，上述角度的频率是基频的两倍，因此不能直接用于Park和Inverse-Park变换。为了将上述角度转换为转子位置角度，检测θ′是在北极至南极区域下还是在南极至北极区域下。如果θ'在北极至南极区域下，则角度为

θ＝θ′，

并且，如果θ'在南极至北极区域下，则角度为

θ＝θ′+π。

然后，在d和q电流调节回路中在Park和Inverse-Park变换中利用该角度。如图3所示，在Clarke和Park变换之间放置带阻滤波器(如图3所示的500Hz滤波器，由此可以利用其他阻带频率，同时仍在本公开的精神和范围之内)，以消除d和q电流调节回路上的载波频率干扰。

该高频注入无传感器方法在零速或低速下令人满意地工作。但是，该方法不适用于频率接近或高于载波频率的速度。因此，当速度超过某个阈值旋转速度(例如80rpm)时，将利用另一种无传感器方法。如下所述，该方法是电压模式无传感器方法。

通过以下方式实现电压模式无传感器。尽管该方法已在感应电动机和PM电动机中使用，但由于定子自感不是常数，而是电感是转子位置的函数，因此尚未应用于凸极同步机。用于通过α轴磁链上的β磁链的反正切来生成转子角度的同步静止坐标系中的常规α和β磁链公式不适用于凸极绕线场同步机，因为电感一直在变化。为了克服这个问题，在第二实施例中，导出了一对人工磁链λ_α'和λ_β'以及它们的表达式：

其中，R_s和L_q分别是主定子电阻和q轴同步电感。两个机器参数都是恒定的。幸运的是，λ_α'和λ_β'分别与α和β磁链对准，并且角度

θ＝tan^-1(λ′_β/λ′_α)

实际上是转子角度，一旦机器速度高于阈值旋转速度(例如高于80rpm)即可将该转子角度用于Park和Inverse-Park变换。这些公式可以在数字控制组件230的嵌入式软件中实施。当机器速度高于特定转速(例如高于80rpm)时，该方法提供了可靠的转子位置角度估计。

高频注入无传感器方法和电压模式无传感器方法这两种单独方法的组合可以在基于同步机的启动器的整个速度范围内以足够的精度提供转子位置信息。

在启动期间，由主逆变器施加在主机110上的电压与速度成比例，并且与反EMF和主机110的内部阻抗上的压降的矢量总和匹配。逆变器可施加的最大电压是DC总线电压。一旦矢量总和等于DC总线电压，逆变器电压就会饱和。一旦发生饱和，主机110的速度就不能再升高，并且d和q电流调节回路将失控。通常，逆变器会过流并关闭。主数字控制组件230测量发送到激励器数字控制组件240的线间(line-to-line)电压V_ab和V_bc。将Clarke变换应用于这两个线间电压。变换的两个输出的矢量总和用作自动场弱化回路的反馈，如图3所示。DC总线电压被分解(factored)并用作控制回路的参考。自动场弱化控制回路防止逆变器电压饱和，从而防止主逆变器电流调节回路失控并关闭。

可以将自动场弱化与接近统一功率因素(near unity power factor)控制方案相结合，以在逆变器电压饱和的同时以高速实现更高的功率密度。通过示例而非限制，接近统一对应于大于或等于0.9且小于1.0的功率因素。在自动场弱化维持气隙场的同时，施加预定的d轴电流曲线(profile)，该电流曲线推动主机110在接近统一功率因素的区域中操作。从以下公式中可以看出，由于自动场弱化，除了项ωL_md(i_f+i_d)保持持续显著，项ωL_mqi_di_q也变得显著。这显著提高了S/G的功率密度：

P＝ωL_md(i_f+i_d)i_q-ωL_mqi_di_q,

其中，P和ω分别是机电功率和转子速度，而L_md和L_mq分别是d和q磁化电感。

可以增加低于基本速度的速度下的转矩密度。如前所述，主逆变器数字控制组件230中有两个电流调节回路。一个是d轴回路，另一个是q轴回路。通常，q回路控制转矩的生成，而d回路控制气隙中的场。该方式也称为矢量控制方式。为了获得高转矩密度，通过施加足够的转子激励电流i_f和转矩生成电流i_q来驱动机器磁饱和区域。但是，在电流达到一定水平之后，无论电流i_q，i_d和i_q的大小如何增加，转矩都保持不变，因为机器磁饱和。补救措施是利用设置的矢量控制来最大化机器的磁阻转矩。机器生成的机电转矩为：

T＝L_md(i_f+i_d)i_q-L_mqi_di_q,

其中，L_md和L_mq分别是d和q磁化电感。一旦机器磁饱和，则项L_md(i_f+i_d)将变为常数。因此，生成磁阻转矩的方法是将负id施加到机器上。知道i_d＝I sinδ和I_q＝I cosδ，对上述公式进行优化，可以得出id电流的最佳曲线：

其中，λ_i是机器的内部磁链。

基于发明人进行的模拟，通过在矢量控制的输入处应用i_d曲线可以实现大约38％的转矩增加。总的来说，通过设置的矢量控制和获得的适当的i_d电流曲线，机器的转矩密度将大大增加。

在第三实施例中，实现最大发电效率的ICC的构造和控制适用于S/G和ICC系统50的发电模式。

在发电模式下，如图2所示，主机110成为同步发电机，并且激励器120成为同步发电机。如图所示，PMG 130通过整流器桥向激励器转换器提供电力。激励器转换器包括激励器IGBT/二极管桥212中的两个有源(active)IGBT/二极管开关，如图4所示。在栅极处带有实线的IGBT/二极管开关是用于激励器转换器的。它们是1号IGBT开关和4号IGBT开关。在发电模式期间，IGBT 1处于PWM模式，而IGBT 4始终打开。其余的其他IGBT均关闭。2号二极管用于续流(free wheeling)。IGBT 1，IGBT 4和二极管2加上激励器定子绕组形成降压转换器，该降压转换器将DC总线电压(例如270VDC)降低到生成同步激励器的期望激励电流的电压。

无源和有源整流是可构造的。取决于应用，由激励器转换器数字控制组件240和主转换器数字控制组件230控制，主IGBT/二极管桥可以变为无源整流器或有源整流器。对于功率流只有单个方向的应用，IGBT/二极管桥由主转换器数字控制组件230构造为二极管操作桥。对于功率流是双向的应用，IGBT/二极管桥由同一数字控制组件构造为IGBT和二极管操作桥。当功率流方向是从ICC到负载时，S/G和ICC系统处于发电模式。当功率流方向是从负载到ICC时，系统处于所谓的再生模式，这实际上是一种电动模式(motoring mode)。在无源整流中，仅使用主逆变器(也称为主IGBT/二极管桥)的IGBT开关中的本征二极管。电压调节由激励器数字控制组件240中的嵌入式软件完成，并且发电机转换器数字控制组件230使主逆变器中的IGBT保持关闭，如图4所示。存在控制POR电压的三个控制回路。最内部的一个是电流调节器。测得的激励电流为反馈，而AC电压调节器的输出为参考。电流调节器将激励电流控制在命令水平。下一个回路是AC电压回路。如图4所示，反馈信号为max{|V_ab|,|V_bc|,|V_ca|}。参考是DC电压调节器的输出。AC电压回路在卸载(load-off)瞬变期间将调节点(POR)的DC电压保持在期望范围内起着重要作用。最后一个控制回路是DC电压回路。将在POR处测得的电压与参考电压270VDC进行比较。误差进入相应数字控制器中的补偿调节器。因此，调节了POR的DC电压。

如前所述，对于需要再生的发电应用，将主IGBT/二极管桥构造为有源整流器。在这样的构造中，通过以下实现电压调节。如图4所示，激励器数字控制组件和主数字控制组件中的嵌入式代码被构造为与无源整流的代码不同。关于激励器侧的控制，激励电流回路仅成为PI控制回路。控制回路的参考是通过查找表生成的，该查找表是DC负载电流的函数。该表是以主定子中的电流接近其最小可能值的方式生成的。主侧外部控制回路上的控制是DC电压回路。参考是270VDC；反馈信号是POR电压。如图4所示，控制回路是PI控制器，其中DC输出功率的前馈被添加到PI控制器的输出中。DC输出功率等于DC输出电流和POR电压的乘积。前馈信号与PI控制器的输出的总和是功率命令，该功率命令用作内部控制回路(其也是PI控制器)的参考。反馈信号是通过使用发电机的电压和电流计算出的功率，如图4所示。内部控制回路的输出为电压角度θv，并用于生成SVPWM矢量V_d*和V_q*。这两个矢量是Park逆变换的输入。变换的输出是SVPWM的输入，如图4所示。

IGBT转换器的控制可以结合自动场修改和过调制来实现IGBT发电模式操作的最佳效率。

如图4所示，V_d*和V_q*是通过以下公式计算的：

V_d*＝|V*|sinθ_v

V_q*＝|V*|cosθ_v

其中|V*|＝Vmag.

为了优化效率，首先，将Vmag选择为1pu，从而迫使转换器进入全过调制区域，并完全降低(dropping)由SVPWM引起的IGBT开关。这样可以最小化IGBT开关损耗。IGBT的作用类似于相移开关。

因为Vmag是常数，所以功率回路通过调节角度θv来调节功率。当负载为零时，θv接近零，而当负载增加时，θv增加。

实现优化效率的第二因素是优化激励器场电流，从而使i_d电流最小化。因此，IGBT的传导损耗和发电机的铜损耗最小化。发现激励器场电流与DC负载电流直接相关。DC负载电流越高，所需的激励器场电流就越高。为了实现最小的激励器场电流，通过测量生成了查找表。查找表的输入是DC负载电流，查找表的输出是激励器定子的激励器场电流的命令。该表的生成方式是：对于每个DC负载电流点，当i_d电流最小时找到最佳激励器场电流。这种控制方法不仅实现了S/G和ICC系统的最佳效率，而且提供了有效的方法，使得操作点可以容易地从发电模式摆动到再生模式，即电动模式。因此，实现了以最快的方式将DC总线上的过剩能量发送回发电机。第三实施例的第三方面涉及在发电模式期间提供IGBT换向方法。IGBT的换向是基于无传感器电压模式，这是在启动模式下使用的类似无传感器方法。然而，由于操作模式在仅二极管模式和IGBT模式之间改变，因此在进入IGBT模式之前确定转子位置角度。V_α和V_β直接从线间电压测量获得，而不是从SVPWM命令获得。

再生可通过在同时调节总线电压时将DC总线上的过剩能量吸收到机器中来完成。在发电模式期间，负载可能会产生过剩能量。这种过剩能量会升高DC总线电压。该能量可以通过由本公开的过调制SVPWM提供的再生方法被机器吸收。在这种情况下，主逆变器数字控制反转电压角度θv的方向，并迫使主IGBT/二极管桥进入电动模式。因此，功率流的方向将相反。功率将从负载流到机器中。过调制可防止IGBT发生开关，从而最小化开关损耗。本公开的该方面提供了一种快速方式，该快速方式将主IGBT/二极管桥从发电模式摆动到再生模式，反之亦然。

在本公开的主题中考虑了本公开的其他方面以及前述环境中的构造。例如，图6示出了第四实施例。第四实施例具有与第一，第二和第三实施例类似的元件；因此，将用相同的数字来标识相同的部分，应理解的是，除非另有说明，否则第一，第二和第三实施例的相同部分的描述适用于第四实施例。

先前实施例和第四实施例之间的一个区别是在第四实施例中不存在接触器220。如本文所述，本公开的替代实施例可包括接触器220。

如图所示，先前实施例与第四实施例之间的另一个区别是，第四实施例用基于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的桥构造(示出为主机MOSFET桥310和激励器MOSFET桥312)代替激励器120和主机110中的每一个的IGBT/二极管桥。每个相应的MOSFET桥310包括可独立控制的MOSFET器件314的阵列，并且除了MOSFET主体二极管之外，每个器件314可以可选地构造为包括跨MOSFET主体二极管构造的外部二极管。替代地，由于器件314具有不期望的主体二极管电特性(例如更高的功率损耗)，因此本公开的实施例能够消除用于宽带隙MOSFET器件314的外部二极管。主机MOSFET桥310与主机数字控制组件330通信联接并可受其控制。同样，激励器MOSFET桥312与激励器数字控制组件340通信联接并可受其控制。

每个MOSFET 314或每个MOSFET桥310、312可以包括一个或多个固态开关或宽带隙器件，例如基于碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)的高带宽功率开关MOSFET。可以基于SiC或GaN的固态材料结构，它们以较小和较轻的形式因素处理大功率水平的能力以及它们非常快速进行电气操作的高速开关能力来选择SiC或GaN。可以包括其他宽带隙器件或固态材料器件。

数字控制组件330，340中的每一个示出为与相应MOSFET桥310，312的每一个MOSFET 314栅极联接，并且根据本文所述的各种模式进行操作以控制或驱动每个相应的桥310，312。例如，如上所述，主机数字控制组件330及其嵌入式软件可以控制主机MOSFET桥310，该主机MOSFET桥310(1)在启动模式下生成AC电力以驱动S/G 100，从而启动飞行器的原动机，以及(2)在启动器/发电机100的发电模式下，将在原动机已经启动之后从启动器/发电机100获得的AC电力转换为DC电力，如上所述。在第四实施例的操作期间，主机数字控制组件330可以可控制地操作主机桥310，以在飞行器的原动机启动之后将控制方法从启动模式切换到发电模式。

在一个示例中，如本文所述，主机MOSFET桥310和主机数字控制组件330可以被构造为在启动模式期间使用SVPWM来驱动桥310。如本文所使用的，“驱动”MOSFET桥可以包括根据例如SVPWM的控制方法示例操作栅极控制或开关模式。附加开关模式也是可能的。

在另一个示例中，主机MOSFET桥310和主机数字控制组件330可以被构造为在发电模式期间使用基于反向传导的无源整流方法来驱动桥310。在图7所示的简化电路中已示出了基于反向传导的无源整流的一个示例。在第一电路400中，示出了单相电流通过反向传导电流(即，在MOSFET沟道中在从源极端子到漏极端子的方向上传导电流)穿过具有有源栅极的第一MOSFET 402(例如，电流穿过MOSFET沟道而不是主体二极管)。电流进一步穿过电负载404，并通过具有有源栅极的第二MOSFET 406返回，也反向传导。第一电路400还示出了具有无源栅极(例如，不经由MOSFET沟道传导)的第三MOSFET 408。

第二电路410示出了第一可控开关事件，其中，第二MOSFET 406和第三MOSFET 408中的每一个均被示为具有无源栅极，并且返回电流传导通过每个相应的MOSFET 406、408主体二极管。在第二电路410的第一可控开关事件期间，显示的电流从第二MOSFET 406换向到第三MOSFET 408。第三电路420示出了第二可控开关事件，其中第三MOSFET 408被示为具有有源栅极并且经由MOSFET沟道反向传导电流。在第三电路420中，第二MOSFET 406和第三MOSFET 408都不经由相应的主体二极管传导电流。

尽管图7仅示出了单相可控开关事件，但是基于反向传导的无源整流的方法可以用于控制MOSFET桥(经由MOSFET栅极控制和定时)，以将三相AC电力整流提供到DC电力，如本文描述的。

在又一个示例中，主机数字控制组件330及其嵌入式软件可以控制主机MOSFET桥310，使得桥310生成AC电力，从而在电动模式下驱动S/G 100以驱动或移动飞行器的原动机，以便对S/G 100或原动机进行测试或诊断。在该示例中，如本文所述，主机MOSFET桥310和主机数字控制组件330可被构造为使用SVPWM在电动模式期间操作或驱动桥310。

因此，如主机数字控制组件330所控制的，主机MOSFET桥310可以可控制地进行逆变或转换功率。尽管仅描述了主机MOSFET桥310的操作，但是本公开的其他方面可以包括激励器MOSFET桥312的类似操作，其中激励器MOSFET桥312由激励器数字控制组件340可控制地操作，以在发电模式期间使用SVPWM驱动激励器MOSFET桥312。与本公开的先前方面一样，尽管描述了双向功率流(即，启动器/发电机100)，但是本公开的方面可以包括单向功率流，例如发电机。此外，可以包括附加部件(例如，主机MOSFET桥310数字信号处理器(DSP))，以例如通过感测或预测启动器/发电机100转子位置来提供与主机数字控制组件330的定时或方法操作有关的输入。

本公开的方面可以进一步被构造为使得主机MOSFET桥310通过例如操作主机数字控制组件330以控制主机MOSFET桥310使得过剩能量存储在飞行器的转子或原动机的动能中来吸收飞行器电力系统的过剩电能，并且其中，主机桥栅极驱动器操作以在再生模式期间使用空间矢量脉冲宽度调制驱动基于MOSFET的主机桥。

在第五实施例中，如图8所示，启动器/发电机100还可包括负载均衡单元(LLU)450，该负载均衡单元450选择性地与主机110或ICC 200的DC电力输出452联接。LLU 450可以包括例如具有电力存储装置470(诸如电池，燃料电池或超级电容器)的集成冗余再生电力转换系统。LLU 450可以被构造为操作使得在过剩功率期间(例如，当从飞行器电动飞行控制致动返回过剩能量或来自启动器/发电机100的过剩发电时)，飞行器电力系统的电能选择性地被电力存储装置470吸收或接收(即“接收模式”)。LLU 450可以进一步被构造为操作，使得在峰值功率或发电不足期间(例如，在发动机启动或高功率系统需求(诸如飞行控制致动)期间)供应电力存储装置470的电能(即“供应模式”)。

如图所示，LLU 450可以包括逆变器/转换器/控制器，例如类似于本文所述的主机MOSFET桥310的基于LLU MOSFET的桥480，并且其输出选择性地与启动器/发电机100的DC输出并联。LLU数字控制组件460可以被包括并且被构造为在各种操作模式期间选择性地驱动LLU MOSFET桥480。例如，当LLU 450操作以在供应模式期间向启动器/发电机100的DC电力输出供应DC电力时，LLU数字控制组件460可以通过利用脉冲宽度调制(PWM)方法来操作LLUMOSFET桥480的栅极。如本文所述，LLU 450可以在供应模式下操作以向主机MOSFET桥310提供电力，以在启动或电动模式下操作。在另一示例中，当LLU 450操作为在接收模式期间从启动器/发电机的DC电力输出接收DC电力时，LLU数字控制组件460可以通过利用PWM方法来操作LLU MOSFET桥480的栅极。

如本文所述，LLU 450可以在接收模式下操作，以在发电模式下操作时吸收来自主机MOSFET桥310的功率。从这个意义上讲，LLU 450可以操作为向飞行器电气系统放电，以及从飞行器电气系统上的过剩功率充电。该实施例可以被进一步构造为使得在LLU 450故障的情况下，主机MOSFET桥310例如通过操作主机数字控制组件330以控制主机MOSFET桥310使得过剩能量存储在飞行器的转子或原动机的动能中来吸收飞行器电力系统的过剩电能，并且其中，主机桥栅极驱动器操作以在再生模式期间使用空间矢量脉冲宽度调制驱动基于MOSFET的主机桥。与上述公开的方面一样，每个相应的MOSFET桥310、312、480包括可独立控制的MOSFET器件314的阵列，并且除了MOSFET主体二极管之外，每个器件314可以可选地被构造为包括外部二极管，该外部二极管跨MOSFET主体二极管构造。

在又一个示例实施例中，如图9所示，启动器/发电机100还可以包括与主机110或ICC 200的DC电力输出452联接的四臂逆变器550。四臂逆变器550可以在发电模式下操作以将从主机110或ICC 200的DC电力输出452接收的DC电力转换为AC电力，并且可以进一步在启动模式下操作以生成并提供DC电力来驱动启动器/发电机，从而启动飞行器的原动机。

如图所示，四臂逆变器/转换器550可以包括逆变器/转换器/控制器，例如基于MOSFET的四臂桥580，类似于本文所述的主机MOSFET桥310，并且被构造为相对于AC电力的三相具有用于AC电力的三个不同相位的三个输出582，以及用于中性输出的第四输出584。在一示例中，三相AC输出可以为400Hz。实施例可以进一步包括四臂数字控制组件560，该四臂数字控制组件560被构造为在各种操作模式期间选择性地驱动四臂MOSFET桥580。例如，当四臂逆变器/转换器550在发电模式期间操作以将来自DC电力输出452的DC电力转换成三相(和中性)AC电力时，四臂数字控制组件560可以例如通过利用PWM方法来操作四臂MOSFET桥580的栅极，以将来自DC电力输出452的DC电力逆变为AC电力。如本文所述，四臂逆变器/转换器550还可以在启动模式下操作，以通过例如利用PWM方法操作四臂MOSFET桥580的栅极以将AC电力有源地整流成提供给DC电力输出452的DC电力，从而向主机MOSFET桥310提供功率以在启动或电动模式下操作。

实施例还可以被构造为使得主机MOSFET桥310通过例如操作主机数字控制组件330以控制主机MOSFET桥310使得过剩能量存储在飞行器的转子或原动机的动能中，来吸收飞行器电力系统的过剩电能，并且其中，主机桥栅极驱动器操作以在再生模式期间使用空间矢量脉冲宽度调制驱动基于MOSFET的主机桥。与上述本公开的实施例一样，每个相应的MOSFET桥310、312、580包括可独立控制的MOSFET器件314的阵列，并且除了MOSFET主体二极管之外，每个器件314可以被可选地构造为包括外部二极管，该外部二极管跨MOSFET主体二极管构造。

本公开的附加方面考虑了本文描述的基于MOSFET的桥的替代迭代。例如，本公开的一个实施例可以具有激励器MOSFET桥312和LLU MOSFET桥480。本公开的另一方面可以具有主机MOSFET桥310和四臂MOSFET桥580。本公开的又一方面可以仅具有主机MOSFET桥310。此外，本文所述的任何MOSFET桥可以在替代或变化的控制方法下操作，并且可以包括相似或不相似的材料或固态器件。另外，可以重新布置各个部件的设计和放置，从而可以实现许多不同的直列式(in-line)构造。

图10示出了另一启动和发电系统650的示例横截面视图，该启动和发电系统650包括具有主机110和PMG 130的感应发电机651。如图所示，PMG 130还包括PMG转子133和PMG定子131。例如，图10中所示的启动和发电系统650包括与先前描述的本公开的方面相似的元件；因此，将用相同的数字来标识相同的部分，应当理解，除非另有说明，否则第一，第二和第三示例的相同部分的描述适用于第四示例。

先前示例与图10的启动和发电系统650之间的一个区别是，启动和发电系统650包括感应发电机651组件，布置或构造。如本文所使用的，感应发电机651可包括启动器/发电机组件构造，其中，与利用激励器组件，旋转整流器等相对地，例如通过PMG 130在主机110处感应电流。如图所示，PMG转子133和主机转子114可通过可旋转轴618可旋转地连接。

如图11所示，启动和发电系统650包括感应发电机。启动和发电系统650包括与先前描述的本公开的方面相似的元件；因此，将用相同的数字来标识相同的部件，应理解，除非另有说明，否则先前描述的示例的相同部分的描述适用于启动和发电系统650。如图所示，在先前方面与启动和发电系统650之间的一个非限制性差异是，用基于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的桥结构(示出为包括可独立控制的MOSFET器件614的阵列的主机MOSFET桥610)代替主机110的IGBT/二极管桥。除了MOSFET主体二极管之外，每个器件614可以被可选地构造为包括外部二极管，该外部二极管跨MOSFET主体二极管构造。替代地，由于器件614具有不期望的主体二极管电特性(例如更高的功率损耗)，因此本公开的方面可以使得能够消除用于宽带隙MOSFET器件614的外部二极管。主机MOSFET桥610与主机数字控制组件630通信联接并受其控制。

每个MOSFET 614或每个MOSFET桥610可以包括一个或多个固态开关或宽带隙器件，例如基于碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)的高带宽功率开关MOSFET。可以基于SiC或GaN的固态材料结构，它们以较小和较轻的形式因素处理大功率水平的能力以及它们非常快速进行电气操作的高速开关能力来选择SiC或GaN。可以包括其他宽带隙器件或固态材料器件。

在本公开的又一个示例方面，启动和发电系统650可以进一步包括四臂逆变器550，该四臂逆变器550与主机110或主机MOSFET桥610的DC电力输出652联接。主机数字控制组件630被示为通过桥驱动器通信联接器664与MOSFET桥610的每个MOSFET 614的栅极联接，并且根据本文描述的各种模式操作以控制或驱动每个相应的桥610或MOSFET 614。四臂逆变器550可以在发电模式下操作以将从主机110或主机MOSFET桥610的DC电力输出652接收的DC电力转换为AC电力，并且可以进一步在启动模式下操作以生成并提供DC电力来驱动启动器/发电机，从而启动飞行器的原动机。

如图所示，四臂逆变器/转换器550可以包括逆变器/转换器/控制器，例如基于MOSFET的四臂桥580，类似于本文所述的主机MOSFET桥310、610，并且被构造为相对于AC电力的三相具有用于AC电力的三个不同相位的三个输出582，以及用于中性输出的第四输出584。在一示例中，三相AC输出可以为400Hz。本公开的方面可以进一步包括四臂数字控制组件660，该四臂数字控制组件660被构造为在各种操作模式期间例如通过桥驱动器通信联接器662选择性地驱动四臂MOSFET桥580。例如，当四臂逆变器/转换器550在发电模式期间操作以将来自DC电力输出652的DC电力转换成三相(和中性)AC电力时，四臂数字控制组件660可以通过利用PWM方法来操作四臂MOSFET桥580的栅极。如本文所述，四臂逆变器/转换器550可以进一步在启动模式下操作，以通过利用PWM方法操作四臂MOSFET桥580的栅极，来向主机MOSFET桥610提供功率以在启动或电动模式下操作。

本公开的方面可以被进一步构造成使得主机MOSFET桥610通过例如操作主机数字控制组件630以控制主机MOSFET桥610使得过剩能量被存储在飞行器的转子或原动机的动能中来吸收飞行器电力系统的过剩电能，并且其中，主机数字控制组件630在再生模式期间操作以驱动基于MOSFET的主机桥610，例如作为逆变器将在电力输出652处接收到的电力逆变为用于驱动转子的运动的AC电力。在一个非限制性示例中，可以由主机数字控制组件630使用空间矢量脉冲宽度调制操作主机桥610。如与上述公开的方面一样，每个相应的MOSFET桥610、580包括可独立控制的MOSFET器件614的阵列，并且除了MOSFET主体二极管之外，每个器件614可以被可选地构造为包括外部二极管，该外部二极管跨MOSFET主体二极管构造。

主机MOSFET桥610可以通过感应发电机操作进行操作以生成电力。例如，主机数字控制组件630的DC电力输入666可以从PMG 130接收DC电力。然后，主机数字控制组件630可以经由电力输出668将在电力输入666处接收到的电力供应，提供或以其他方式选择性地施加到主机110。主机110通过感应生成电力，并且将生成的电力供应或提供给主机MOSFET桥610。主机数字控制组件630通过桥驱动器通信联接器664可控制地操作主机MOSFET桥610，并且根据本文所述的各种模式(例如通过将多相电力有源地整流为输送到DC电力输出652的DC电力)来操作以控制或驱动每个相应的桥310或MOSFET614。在本公开的进一步非限制性方面，主机数字控制组件630可以通过接收反馈(例如通过适合于感测或测量主机MOSFET桥610的输出处的电压的电压感测输入672)来确保适当，期望或预期的操作。

主机MOSFET桥610的输出可以进一步提供给基于MOSFET的四臂桥580，并且可如本文所述操作。基于MOSFET的四臂桥580可以进一步提供四相功率输出654。

本公开的附加方面考虑了本文描述的基于MOSFET的桥的替代迭代。例如，本公开的一个非限制性方面可以包括主机MOSFET桥610和四臂MOSFET桥580。本公开的又一方面可以仅具有主机MOSFET桥610。此外，本文所述的任何MOSFET桥可以在替代或变化的控制方法下操作，并且可以包括相似或不相似的材料或固态器件。另外，可以重新布置各个部件的设计和放置，从而可以实现许多不同的直列式构造。

在本公开的又一个示例方面，图12示出了另一种启动和发电系统750的框图，该启动和发电系统750包括具有基于MOSFET的主机桥的感应发电机，并且被构造为提供HVDC电力输出。例如，图12中所示的启动和发电系统750包括与先前描述的本公开的方面相似的元件；因此，将用相同的数字来标识相同的部分，应理解的是，除非另有说明，否则先前描述的示例的相同部分的描述适用于启动和发电系统750。

先前示例与图12的启动和发电系统750之间的一个区别是，启动和发电系统750包括感应发电机组件，布置或构造。如图所示，先前方面与启动和发电系统750之间的另一个区别是用基于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的桥构造(示出为包括可独立控制的MOSFET器件714的阵列的主机MOSFET桥710)代替主机110的IGBT/二极管桥。除了MOSFET主体二极管之外，每个器件714可以被可选地构造为包括外部二极管，该外部二极管跨MOSFET主体二极管构造。替代地，由于器件714具有不期望的主体二极管电特性(例如更高的功率损耗)，因此本公开的方面可以使得能够消除用于宽带隙MOSFET器件714的外部二极管。主机MOSFET桥710与主机数字控制组件730通信联接并可受其控制。

每个MOSFET 714或每个MOSFET桥710可以包括一个或多个固态开关或宽带隙器件，例如基于碳化硅(SiC)或氮化镓(GaN)的高带宽功率开关MOSFET。可以基于SiC或GaN的固态材料结构，它们以较小和较轻的形式因素处理大功率水平的能力以及它们非常快速进行电气操作的高速开关能力来选择SiC或GaN。可以包括其他宽带隙器件或固态材料器件。

示出的数字控制组件730通过桥驱动器通信联接器752与MOSFET桥310的每个MOSFET 714的栅极联接，并且根据本文所述的各种模式进行操作以控制或驱动每个相应的桥310或MOSFET 714。例如，如上所述，主机数字控制组件730及其嵌入式软件可以控制主机MOSFET桥710，该主机MOSFET桥710(1)在启动模式下生成AC电力来驱动启动和发电系统750，从而启动飞行器的原动机，以及(2)在启动和发电系统750的发电模式下，将在原动机已经启动之后从启动和发电系统750获得的AC电力转换为DC电力。在启动和发电系统750的操作期间，主机数字控制组件730可以可控制地操作主机桥710，以在飞行器的原动机启动之后将控制方法从启动模式切换到发电模式。

如本文所述，在一个示例中，主机MOSFET桥710和主机数字控制组件730可以被构造为在启动模式期间使用SVPWM驱动桥710。如本文所使用的，“驱动”MOSFET桥可以包括根据例如SVPWM的控制方法示例操作栅极控制或开关模式。附加的开关模式也是可能的。

在另一示例中，主机MOSFET桥710和主机数字控制组件730可以被构造为在发电模式期间使用基于反向传导的无源整流方法驱动桥710。已经在图7中示出并参考图7解释的简化电路中示出了基于反向传导的无源整流的一个示例。

主机MOSFET桥710可以通过感应发电机操作进行操作以生成电力。例如，主机数字控制组件730的DC电力输入766可以从PMG 130接收DC电力。然后，主机数字控制组件730可以经由电力输出768向主机110供应，提供或以其他方式选择性地施加在电力输入766处接收到的电力。在这个意义上，PMG 130可以建立或以其他方式供应用于感应发电机的主机110的感应的感应电压或初始电压。主机110通过感应生成电力，并且将生成的电力供应或提供给主机MOSFET桥710。主机数字控制组件730通过桥驱动器通信联接器752可控制地操作主机MOSFET桥710，如本文中所解释的。在本公开的进一步非限制性方面，主机数字控制组件730可以通过诸如经由电压感测输入772接收反馈来确保适当，期望或预期的操作，该电压感测输入772适于感测或测量主机MOSFET桥710的输出处的电压。

启动和发电系统750还被示出为包括DC电力输出754。可以基于例如形成DC到DC(“DC/DC”)转换器MOSFET桥758的一组可独立控制的MOSFET器件756来包括DC电力输出754。DC/DC转换器MOSFET桥758可以通过桥驱动器通信联接器762与DC/DC数字控制组件770通信联接并可受其控制。DC/DC转换器MOSFET桥758的输出可以进一步提供给例如降压转换器764，该降压转换器764被构造或适配成将DC总线电压步进到生成期望的DC电力输出754的期望电压，例如270VDC。在一个非限制性示例中，期望的DC电力输出可以包括高压电力输出，例如270VDC。

虽然图12的描述包括使用SVPWM驱动主机MOSFET桥710，但可以设想附加或替代的桥驱动示例。例如，当启动和发电系统750正在操作以在供应模式期间向DC电力输出供应DC电力时，主机数字控制组件730通过利用脉冲宽度调制(PWM)方法可控制地操作主机MOSFET桥710的栅极。如本文所述，启动和发电系统750可以进一步以接收模式操作，以在发电模式下操作时吸收来自主机MOSFET桥710的功率。在这个意义上，启动和发电系统750可以操作以向飞行器电气系统放电，以及从飞行器电气系统上的过剩功率充电。本公开的方面可以被进一步构造成使得主机MOSFET桥710在启动和发电系统750发生故障的情况下，通过例如操作主机数字控制组件730以控制主机MOSFET桥710使得过剩能量被存储在飞行器的转子或原动机的动能中来吸收飞行器电力系统的过剩电能，并且其中，主机桥栅极驱动器操作以在再生模式期间使用空间矢量脉冲宽度调制驱动基于MOSFET的主机桥。

本文公开的方面提供了具有基于MOSFET的桥构造的飞行器启动和发电系统。可以在上述方面中实现的一个优点是，上述方面实施了基于MOSFET的可控桥，该可控桥可基于控制方法或模式进行逆变和转换功能。例如，通过将SVPWM用于某些功能，启动器/发电机可以实现同步门控，同时最小化基于MOSFET的桥中的损耗。此外，当在基于反向传导的无源整流的反向方向上跨MOSFET器件传导电流时，跨MOSFET的功率损耗可以低于由二极管中的正向压降引起的功率损耗，从而进一步最小化功率损耗。

另外，与传统的飞行控制致动相比，随着电子飞行控制致动的兴起，对飞行器的电力系统的需求已经增加。此外，当由于电子飞行控制致动而导致对电力系统的需求增加停止时，电力系统可用功率的增加会威胁到其他敏感的电子装置，这些电子装置可能会因电涌而损坏。结合了本文所述的基于MOSFET的栅极控制方法的LLU提供了在电需求高时补充电力，并且在电需求低时吸收过剩电力。

在上述方面中可以实现的又一个优点是，与传统的半导体器件相比，宽带游戏MOSFET器件具有更低的损耗，更高的开关频率和更高的操作温度的优点。此外，尽管在控制方法期间利用了主体二极管，并且主体二极管与单独的MOSFET操作相比往往具有更高的功率损耗，但此类二极管的使用却被最小化，这又为电气系统提供了更低的功率损耗。

在上述方面中可以实现的又一个优点是，与启动器/发电机，激励器，LLU和四臂逆变器/转换器系统相比，这些方面具有优越的重量和尺寸优势。此外，固态器件(例如基于MOSFET的桥)具有更低的故障率和增加的可靠性。在设计飞行器部件时，要解决的重要因素是尺寸，重量和可靠性。本公开的所得方面具有更轻的重量，更小的尺寸，增加的性能以及增加的可靠性系统。重量和尺寸的减小与飞行期间的竞争优势相关。

在尚未描述的范围内，各个方面的不同特征和结构可以根据需要彼此组合使用。不能在所有方面中示出的一个特征并不意味着解释其不能有，而是为了描述的简洁这样做。因此，不管是否明确地描述了新方面，都可以根据需要混合和匹配不同方面的各种特征以形成新方面。本文描述的特征的所有组合或置换都被本公开所覆盖。

该书面描述使用示例来公开本公开，包括最佳模式，并且还使本领域的任何技术人员能够实践本公开，包括制造和使用任何装置或系统以及执行任何结合的方法。本公开的可专利范围由权利要求书限定，并且可以包括本领域技术人员想到的其他示例。如果这样的其他示例具有与权利要求的字面语言没有不同的结构元件，或者如果它们包括与权利要求的字面语言没有实质性差异的等效结构元件，则这些其他示例意图落入权利要求的范围内。

本发明的进一步方面由以下条项的主题提供：

一种飞行器启动和发电系统，包括：启动器/发电机，所述启动器/发电机包括主机和永磁发电机；直流(DC)电力输出，所述直流(DC)电力输出来自所述启动器/发电机；四臂逆变器，所述四臂逆变器与所述DC电力输出联接并且具有逆变器/转换器/控制器(ICC)，所述逆变器/转换器/控制器(ICC)具有基于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的四臂桥构造，并且所述四臂逆变器在启动模式下生成DC电力以驱动所述启动器/发电机，从而启动所述飞行器的原动机，并且所述四臂逆变器在所述启动器/发电机的发电模式下，将在所述原动机已经启动之后从所述启动器/发电机获得的DC电力转换为交流(AC)电力；以及四臂桥栅极驱动器，所述四臂桥栅极驱动器被构造为驱动所述基于MOSFET的四臂桥，其中，所述四臂桥栅极驱动器使用脉冲宽度调制(PWM)操作，以在启动模式和发电模式期间驱动所述基于MOSFET的四臂桥。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述基于MOSFET的四臂桥构造进一步包括每个均具有三相AC输出的单相输出的三个臂，以及具有中性输出的第四臂。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述三相AC输出为400Hz。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述基于MOSFET的四臂桥进一步包括基于碳化硅的桥或基于氮化镓的桥中的至少一个。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述启动器/发电机是感应发电机。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述永磁发电机为所述感应发电机建立感应电压。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，进一步包括：基于MOSFET的主机桥，所述基于MOSFET的主机桥连接到主机的定子；以及主机桥栅极驱动器，所述主机桥栅极驱动器被构造为驱动所述基于MOSFET的主机桥。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述主机包括基于MOSFET的主机桥构造，所述基于MOSFET的主机桥构造在再生模式下通过将所述系统的过剩功率存储在所述飞行器的所述原动机的动能中来吸收所述过剩功率，并且其中，所述主机桥栅极驱动器操作以在再生模式期间使用空间矢量脉冲宽度调制驱动所述基于MOSFET的主机桥。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述基于MOSFET的主机桥进一步包括基于碳化硅的桥或基于氮化镓的桥中的至少一个。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述基于MOSFET的四臂桥进一步包括能够独立控制的MOSFET的阵列。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述四臂桥栅极驱动器操作以驱动每个能够独立控制的MOSFET。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述基于MOSFET的四臂桥进一步包括能够独立控制的宽带隙器件MOSFET。

根据任何前述条项所述的飞行器启动和发电系统，其中，所述MOSFET进一步包括外部二极管，所述外部二极管横跨所述MOSFET的主体二极管构造。

一种控制飞行器启动和发电系统的方法，所述飞行器启动和发电系统具有：感应启动器/发电机，所述感应启动器/发电机包括具有DC电力输出的主机和永磁发电机；四臂转换器，所述四臂转换器与所述DC电力输出联接并且具有逆变器/转换器/控制器(ICC)，所述逆变器/转换器/控制器(ICC)具有基于MOSFET的桥构造；以及四臂桥栅极驱动器，所述四臂桥栅极驱动器被构造为驱动基于MOSFET的桥，所述方法包括：如果处于启动模式，则向所述基于MOSFET的四臂桥供应电力，并且在启动模式期间使用脉冲宽度调制(PWM)驱动所述基于MOSFET的四臂桥，并且其中，在启动模式期间驱动基于MOSFET的主桥启动所述飞行器的原动机；以及如果处于发电模式，则使用PWM驱动所述基于MOSFET的四臂桥，以将从所述启动器/发电机的所述DC电力输出获得的DC电力转换为四臂AC电力。

根据任何前述条项所述的方法，进一步包括：如果处于电动模式，则向所述基于MOSFET的四臂桥供应电力，以及在启动模式期间使用PWM驱动所述基于MOSFET的四臂桥，并且其中，在启动模式期间驱动所述基于MOSFET的主桥使所述飞行器的原动机旋转。

根据任何前述条项所述的方法，进一步包括对所述感应启动器/发电机或所述原动机中的至少一个进行诊断测试。

根据任何前述条项所述的方法，进一步包括：如果处于启动模式，则在启动所述飞行器的所述原动机之后切换到发电模式。

根据任何前述条项所述的方法，其中，如果处于发电模式，则驱动所述基于MOSFET的桥进一步包括将所述DC电力转换成400Hz的AC电力。

一种飞行器，包括：发动机；感应启动器/发电机，所述感应启动器/发电机连接到所述发动机并具有主机和永磁发电机；直流(DC)电力输出，所述直流(DC)电力输出来自所述感应启动器/发电机；四臂逆变器，所述四臂逆变器与所述DC电力输出联接并且具有逆变器/转换器/控制器(ICC)，所述逆变器/转换器/控制器(ICC)具有基于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的四臂桥构造，并且所述四臂逆变器在启动模式下生成DC电力以驱动所述启动器/发电机，从而启动所述发动机，并且所述四臂逆变器在所述感应启动器/发电机的发电模式下，将在所述发动机已经启动之后从所述启动器/发电机获得的DC电力转换为交流(AC)电力；以及四臂桥栅极驱动器，所述四臂桥栅极驱动器被构造为驱动所述基于MOSFET的四臂桥，其中，所述四臂桥栅极驱动器操作以在启动和发电模式期间使用脉冲宽度调制(PWM)驱动所述基于MOSFET的四臂桥。

根据任何前述条项所述的飞行器，其中，所述基于MOSFET的四臂桥构造进一步包括每个均具有三相AC输出的单相输出的三个臂，以及具有中性输出的第四臂。