具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请作进一步地详细描述。方法实施例中的具体操作方法也可以应用于装置实施例或系统实施例中。需要说明的是，在本申请的描述中“至少一个”是指一个或多个，其中，多个是指两个或两个以上。鉴于此，本发明实施例中也可以将“多个”理解为“至少两个”。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，字符“/”，如无特殊说明，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。另外，需要理解的是，在本申请的描述中，“第一”、“第二”等词汇，仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。

需要指出的是，本申请实施例中“连接”可以理解为电连接，两个电学元件连接可以是两个电学元件之间的直接或间接连接。例如，A与B连接，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个其它电学元件间接连接，例如A与B连接，也可以是A与C直接连接，C与B直接连接，A与B之间通过C实现了连接。

需要指出的是，本申请实施例中的开关管可以集成有二极管，本申请实施例中的开关管可以是继电器、金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductorfield effect transistor，MOSFET)，双极结型管(bipolar junction transistor，BJT)，绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)、碳化硅(SiC)晶体管等多种类型的开关管中的一种或多种，本申请实施例对此不再一一列举。各个开关管的封装形式可以是单管封装，也可以是多管封装，本申请实施例对此并不多作限制。每个开关管皆可以包括第一电极、第二电极和控制电极，其中，控制电极用于控制开关管的导通或断开。当开关管导通时，开关管的第一电极和第二电极之间可以传输电流，当开关管断开时，开关管的第一电极和第二电极之间无法传输电流。以IGBT为例，开关管的控制电极为门极，开关管的第一电极可以是开关管的集电极，第二电极可以是开关管的发射极，或者，第一电极可以是开关管的发射极，第二电极可以是开关管的集电极。下面将结合附图，对本申请实施例进行详细描述。

开关电容电路，又可以称为开关电容升压拓扑，具有效率高、体积小等优点，因此被广泛应用在多种类型的电子设备中。例如，在电动汽车的车载充电器中，便往往设置有开关电容电路，通过开关电容电路可以实现直流-直流(direct current/direct current，DC/DC)转换。

以电动汽车为例，图1示例性示出了一种电动汽车充电系统示意图。如图1所示，充电桩20可以为电动汽车10提供充电电压，在一些场景下，该充电电压可以为直流电压(多不大于500V)。电动汽车10可以利用充电桩20提供的充电电压为动力电池12充电。

目前，越来越多的电动汽车10采用了高压动力电池包，也就是说，动力电池12所需的充电电压取值较高(多不小于800V)，部分充电桩20所提供的充电电压无法直接为动力电池12充电。

有鉴于此，电动汽车10还可以包括直流直流升压器(DCDC booster)11，DCDCbooster11可以对充电电压进行升压转换，使经过电压转换后的充电电压可以与动力电池12相适配，从而可以为动力电池12充电。

具体来说，DCDC booster11包括接口P1和接口P2，DCDC booster11可以分别通过接口P1与充电桩20连接，通过接口P2与动力电池12连接。DCDC booster11中还可以包括快充接触器K1和K2、旁路接触器(bypass contactor)K3、电磁兼容(ElectromagneticCompatibility，EMC)滤波电路111和113，以及转换电路112。

其中，快充接触器K1的一端与接口P1的高电势输入端连接，快充接触器K1的另一端与EMC滤波电路111的高电势输入端连接。快充接触器K2的一端与接口P1的低电势输入端连接，快充接触器K2的另一端与EMC滤波电路111的低电势输入端连接。

在电动汽车10充电时，快充接触器K1和K2导通，使充电器20与DCDC booster11之间构成通路。在电动汽车10停止充电时，快充接触器K1和K2关断，防止接口P1带电，有利于保护用户安全。

EMC滤波电路111的高电势输出端与转换电路112的高电势输入端连接，EMC滤波电路111的低电势输出端与转换电路112的低电势输入端连接。EMC滤波电路111可以对接收到的充电电压进行滤波，并将滤波后的充电电压提供给转换电路112。

转换电路112可以是DC/DC转换电路，可以对充电电压进行升压转换。例如，充电桩20提供的充电电压为500V，而动力电池12适配的充电电压为800V，则转换电路112可以将500V的充电电压升压转换至800V。

转换电路112的高电势输出端与EMC滤波电路113的高电势输入端连接，转换电路112的低电势输出端与EMC滤波电路113的低电势输入端连接。转换电路112可以将升压转换后的充电电压输出给EMC滤波电路113，使得EMC滤波电路113可以对升压转换后的充电电压作进一步滤波。

在电动汽车10中，EMC滤波电路113的高电势输出端与接口P2的高电势端连接，该接口P2的高电势端可以连接动力电池12的正极。EMC滤波电路113的低电势输出端与接口P2的低电势端连接，该接口P2的低电势端可以连接动力电池12的负极。因此，EMC滤波电路113可以通过接口P2，将经过滤波和升压转换后的充电电压提供给动力电池12，从而可以为动力电池12充电。

如图1所示，DCDC booster11中还可以包括旁路接触器K3。旁路接触器K3的一端与转换电路112的高电势输入端连接，旁路接触器K3的另一端与转换电路112的低电势输入端连接。在充电桩20提供的充电电压可以适配动力电池12时，可以保持旁路接触器K3导通。在此情况下，充电桩20提供的充电电压经EMC滤波电路111和EMC滤波电路113滤波后，便可以传输至动力电池12，从而直接为动力电池12充电。在充电桩20提供的充电电压无法适配动力电池12时，则可以关断旁路接触器K3。此情况下，充电桩20提供的充电电压便需要经过转换电路112进行电压转换，以适配动力电池12。

由图1可见，DCDC booster11还可以包括控制电路114，控制电路114与转换电路112连接，可以控制转换电路112进行电压转换。示例性的，接收控制模块102可以是电动汽车10中处理器、微处理器、控制器等控制组件，例如可以是通用中央处理器(centralprocessing unit，CPU)，通用处理器，数字信号处理(digital signal processing，DSP)，专用集成电路(application specific integrated circuits，ASIC)，现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件或者其任意组合。

由上述内容可见，转换电路112是实现DCDC booster11的升压转换功能的基础。接下来，对转换电路112作进一步说明。

图2示例性示出了一种转换电路结构示意图。图2所示的转换电路112主要包括电感Lr1、开关管Q1至Q4，电容C1和电容C2。其中，开关管Q1的第一电极用于连接转换电路112的高电势输出端o+，开关管Q1的第二电极与开关管Q2的第一电极连接。开关管Q2的第二电极与开关管Q3的第一电极连接，开关管Q3的第二电极与开关管Q4的第一电极连接，开关管Q4的第二电极分别与转换电路112的低电势输入端i-和低电势输出端o-连接。

电容C1的一端与开关管Q2的第一电极连接，电容C1的另一端与开关管Q3的第二电极连接。电容C2的一端与转换电路112的高电势输出端o+连接，电容C2的另一端与转换电路112的低电势输出端o-连接。

示例性的，本申请实施例中的各个电容可以是薄膜电容、电解电容、陶瓷电容等电容类型，本申请实施例对此并不多作限制。

电感Lr1的一端与转换电路112的高电势输入端i+连接，电感Lr1的另一端与开关管Q2的第二电极连接。其中，电感Lr1的一端与开关管Q4的第二电极之间的电压，可以理解为转换电路112的输入电压Vin。

在本申请实施例中，开关管Q1至Q4的控制电极可以与控制电路114连接，使得控制电路114可以分别控制开关管Q1至Q4的导通和关断，应理解，为了简化示意，本申请实施例的附图中未示出该连接关系。

基于图2所示的转换电路112，控制电路114可以分别为开关管Q1至开关管Q4提供如图3所示的控制信号S1至控制信号S4。具体来说，控制电路114可以为开关管Q1提供控制信号S1，为开关管Q2提供控制信号S2，为开关管Q3提供控制信号S3，为开关管Q4提供控制信号S4。

假设开关管Q1至开关管Q4皆为高电平导通，低电平关断的开关管，则控制信号S1至S4可以如图3所示。由图3可见，控制信号S1至S4皆为周期信号，且周期为T。在周期T内包括时间段t1和时间段t2，接下来，对时间段t1和时间段t2内转换电路112的等效电路分别进行说明。

时间段t1

在时间段t1内，控制信号S1和S3为高电平，控制信号S2和S4为低电平，因此开关管Q1和Q3导通，开关管Q2和Q4关断。在此情况下，转换电路112的等效电路可以如图4a所示。

由图4a可见，电流从转换电路112的高电势输入端i+输入，经电感Lr1、开关管Q2、电容C1和开关管Q4依次传输后，电流从转换电路112的低电势输入端i-输出。输入电压Vin对电容C1充电，使电容C1的电压逐渐达到输入电压Vin。

时间段t2

在时间段t1内，控制信号S1和S3为低电平，控制信号S2和S4为高电平，因此开关管Q1和Q3关断，开关管Q2和Q4导通。在此情况下，转换电路112的等效电路可以如图4b所示。

由图4b可见，电流从转换电路112的高电势输入端i+输入，经电感Lr1、开关管Q3、电容C1、开关管Q1和电容C2依次传输后，电流从转换电路112的低电势输入端i-输出。输入电压Vin和电容C1串联，为电容C2充电。转换电路112的输出电压Vout，也就是电容C2的电压，为输入电压Vin和电容C1的电压之和。由于在时间段t1中，电容C1的电压达到了输入电压Vin，因此在时间段t2转换电路112的输出电压Vout可以达到2Vin。

需要指出的是，电感Lr1可以与电容C1产生谐振。在开关管Q1至Q4的开关频率Fsw满足以下公式一时，电感Lr1可以使开关管Q2和开关管Q4导通时实现零电流开关(zerocurrent switched，ZCS)。

在公式一中，Lr1表示电感Lr1的电感量，C1表示电容C1的电容量。当开关管Q2和开关管Q4实现零电流开关时，可以有效降低开关管Q2和开关管Q4的导通损耗，有利于提高转换电路112的效率。

可以理解，图2所示的转换电路112的变比为2，即Vout＝2Vin。在图2所示的转换电路112的基础上，通过增加开关管和电容的数量，可以实现更高的变比。例如图5中，通过增加一对开关管(开关管Q5和Q6)和电容C3，可以将转换电路112的变比增大至3，即Vout＝3Vin。

综上所述，图2所示的转换电路112通过开关管控制电容的充电和放电，从而实现电压变换，因此图2所示的转换电路112也可以称为开关电容电路。需要指出的是，电感Lr1主要用于使开关管Q2和Q4实现ZCS，电感Lr1的电感量较小，对电压转换的影响可以忽略。

目前，开关电容电路的变比多为整数，开关电容电路的输出电压无法连续调节。例如图2所示的转换电路112的变比为2，输出电压Vout＝2Vin。又例如，图5所示的转换电路112的变比为3，输出电压Vout＝3Vin，这便限制了开关电容电路在转换电路112中的应用。另外，在时间段t2内，由于电感Lr1与电容C1和电容C2同时谐振，若要实现开关管Q1和开关管Q3的ZCS，则开关管Q1至Q4的开关频率Fsw满足以下公式二：

其中，公式二中的C2表示电容C2的电容量。

对比公式一和公式二可见，根据公式二计算得到的Fsw大于根据公式一计算得到的Fsw。也就是说，在开关管Q2和开关管Q4实现ZCS的情况下，开关管Q1和开关管Q3无法实现ZCS。相应的，在开关管Q1和开关管Q3实现ZCS的情况下，开关管Q2和开关管Q4无法实现ZCS。因此，图2所示的转换电路的效率还有待进一步提高。

有鉴于此，转换电路112还可以如图6所示。转换电路112包括开关管Q1至Q4、电容C2、电容C3、电感Lr1和电容Cr1。其中，开关管Q1至Q4之间的连接关系与图2类似，具体不再赘述。

电容C2的一端与转换电路112的高电势输出端o+连接，电容C2的另一端与电容C3的一端连接。电容C3的一端分别与开关管Q3的第一电极和转换电路112的高电势输入端i+连接，电容C3的另一端分别与开关管Q4的第二电极和转换电路112的低电势输入端i-连接。电感Lr1的一端与开关管Q2的第一电极连接，电感Lr1的另一端与电容Cr1的一端连接，电容Cr1的另一端与开关管Q3的第二电极连接。

图6所示的转换电路112中，开关管Q1至Q4依旧可以适用图3所示的控制信号。基于图6所示的转换电路112，接下来，对时间段t1和时间段t2内转换电路112的等效电路分别进行说明。

时间段t1

在时间段t1内，控制信号S1和S3为高电平，控制信号S2和S4为低电平，因此开关管Q1和Q3导通，开关管Q2和Q4关断。在此情况下，转换电路112的等效电路可以如图7a所示。

电流从转换电路112的高电势输入端i+输入，经开关管Q2、电感Lr1、电容Cr1和开关管Q4传输后，从转换电路112的低电势输入端i-输出。在此过程中，电容Cr1和电感Lr1充电。可以认为，电容Cr1的电压和电感Lr1的电压之和可以达到输入电压Vin。

由此可见，在时间段t1内电感Lr1和电容Cr1谐振。也就是说，开关管Q1至Q4的开关频率Fsw满足以下公式三时，可以使开关管Q2和开关管Q4实现ZCS：

在公式三中，Cr1表示电容Cr1的电容量。

时间段2

在时间段t2内，控制信号S1和S3为高电平，控制信号S2和S4为低电平，因此开关管Q1和Q3导通，开关管Q2和Q4关断。在此情况下，转换电路112的等效电路可以如图7b所示。

电流从电容Cr1靠近电感Lr1的一端输出，经电感Lr1、开关管Q1、电容C2和开关管Q3传输后，回流至电容Cr1靠近开关管Q3的一端。在此过程中，电容Cr1和电感Lr1放电，从而可以为电容C2充电。由于在时间段t1中，电容Cr1和电感Lr1的电压之和可以达到输入电压Vin，因此在时间段t2中，电容C2的电压可以达到输入电压Vin。

由图7b可见，电容C2和电容C3串联于转换电路112的高电势输出端o+和低电势输出端o-之间，因此输出电压Vout等于电容C2和电容C3的电压之和。其中，电容C3两端的电压即为输入电压Vin。在电容C2的电压也为输入电压Vin的情况下，图6所示的转换电路112的输出电压Vout可以达到2Vin。也就是说，图6所示的转换电路的变比为2。

由此可见，在时间段t1内电感Lr1、电容Cr1和电容C2谐振。也就是说，开关管Q1至Q4的开关频率Fsw满足以下公式四时，可以使开关管Q1和开关管Q3实现ZCS：

一般来说，电容C2的电容量远远大于电容Cr1的电容量，例如，电容C2的电容量可以是电容Cr1的电容量的100倍。则根据公式四Fsw可以约等于趋近于公式三所示的Fsw。因此，采用公式三所示的开关频率Fsw时，图6所述的开关电容中开关管Q1至Q4皆可以实现ZCS，从而有利于进一步提高转换电路112的效率。

虽然图2和图6所示的转换电路112具有较高的效率，但本质上仍为开关电容电路，只能实现整数变比，转换电路112的变比无法连续调节。有鉴于此，还可以在转换电路112中集成降压(buck)电路，如图8所示。图8所示的转换电路112主要包括buck单元和开关电容单元，其中，buck单元采用buck电路拓扑结构，开关电容单元采用开关电容电路拓扑结构。

开关电容单元的具体实现可以参考图6，具体不再赘述。为了便于理解，本申请实施例接下来，以开关电容单元的变比为2的场景进行说明。

为了便于说明，本申请实施例以正向电压表示buck单元的输出电压。buck单元可以对输入电压Vin进行降压转换，从而得到该正向电压。具体来说，如图8所示，buck单元包括电容C1、电感L1、开关管Q7和开关管Q8。其中，电感L1的一端与转换电路112的高电势输入端i+连接，电感L1的另一端分别与开关管Q7的第二电极和开关管Q8的第一电极连接。开关管Q7的第一电极与转换电路112的高电势输出端o+连接。开关管Q8的第二电极与开关电容单元中电容C3的一端连接。电容C1的一端与转换电路112的高电势输入端i+连接，电容C1的另一端分别与转换电路112的低电势输入端i-和转换电路112的低电势输出端o-连接。

示例性的，电感L1可以是包括线圈和磁芯的、具有较强的储能能力的电感。电感L1的磁芯可以是铁氧体、铁粉心等类型，线圈可以是偏平线、利兹线等类型，本申请实施例对此并不多作限制。

在每个周期内，图8所示的转换电路112主要存在两种开关状态：

状态一：开关管Q7导通，开关管Q8关断。

在此情况下，电流从转换电路112的高电势输入端i+输入，经电感L1、开关管Q7传输后从转换电路112的高电势输出端o+输出。回流的电流从转换电路112的低电势输出端o-输入，并回流至转换电路112的低电势输入端i-，从而构成电感L1的充电回路。在此情况下，电感L1充电，输出电压Vout为输入电压Vin减去电感L1的电压后的差值。也就是说，此时电感L1的电压VL1满足以下公式五：

VL1＝Vin-Vout (公式五)

需要指出的是，本申请实施例中电感L1的电压为电感L1中，与高电势输入端i+连接的一端的电势减去电感L1的另一端的电势的电势差，后续实施例不再赘述。

状态二：开关管Q7关断，开关管Q8导通。

在此情况，电流从转换电路112的高电势输入端i+输入，经电感L1、开关管Q8和电容C3传输后，回流至转换电路112的低电势输入端i-，从而构成电感L1的放电回路。在此情况下，电感L1放电，电容C3的电压为输入电压Vin减去电感L1的电压后的差值。即VC3＝Vin-VL1。又由于开关电容单元的变比为2，也就是说，Vout＝2VC3，因此可以得到以下公式六：

VL1＝Vin-Vout/2 (公式六)

假设开关管Q7的占空比为D，表示在每个周期内，开关管Q7导通时间在周期内的比例。则根据伏秒平衡原则可知(Vin-Vout)D+(Vin-Vout/2)(1-D)＝0，进而可得以下公式七：

在公式七中，开关管Q7的占空比D可以是[0,1]中的任意取值。通过调节开关管Q7的占空比D，便可以使输出电压Vout在Vin至2Vin之间连续变化。其中，在D取值为0，即开关管Q7在周期内保持关断，开关管Q8在周期内保持导通，此时输出电压Vout可以达到2Vin。在D取值为1，即开关管Q7在周期内保持导通，开关管Q8在周期内保持关断，此时输出电压Vout可以达到Vin。

然而，图8所示的转换电路112的输出电压Vout仍存在限制，其最大只能达到2Vout，即转换电路112的最大变比只能达到开关电容单元的变比。有鉴于此，本申请实施例提供一种转换电路，该转换电路可以作为图1所示的转换电路112。该转换电路的最大变比不受开关电容单元的变比的限制，并支持对转换电路的变比进行连续调节。

示例性的，如图9所示，本申请实施例所提供的转换电路90主要包括降压-升压(buck-boost)单元91和开关电容单元92。其中，buck-boost单元91的高电势端和开关电容单元92的高电势端皆与转换电路90的高电势输出端o+连接，buck-boost单元91的第一中间端与开关电容单元92的第二中间端连接，buck-boost单元91的低电势端和开关电容单元92的低电势端皆与转换电路90的低电势输出端o-连接。

buck-boost单元91可以接收第一输入电压Vin1，对第一输入电压Vin1进行buck转换或boost转换后得到正向电压，并将正向电压提供给开关电容单元。具体来说，buck-boost单元91既可以对第一输入电压Vin1进行buck转换，在此情况下，正向电压不小于第一输入电压Vin1的1/N，且不大于第一输入电压Vin1。N为开关电容单元92的变比，N为大于或等于1的整数。buck-boost单元91也可以对第一输入电压Vin1进行boost转换，在此情况下，正向电压不小于第一输入电压Vin1。开关电容单元92可以对正向电压进行升压转换，并将升压转换后的正向电压作为第一输出电压Vout1输出。假设正向电压为V1，则第一输出电压Vout1＝NV1。

由于本申请实施例中的buck-boost单元91可以对第一输入电压进行buck转换，则在buck-boost单元91对第一输入电压进行buck转换的情况下，根据上述公式七可见，第一输出电压Vout1可以达到Vin1至2Vin1之间的任一电压。又由于buck-boost单元91还可以对第一输入电压进行boost转换，则在buck-boost单元91对第一输入电压进行boost转换的情况下，正向电压可以达到不小于Vin的取值。开关电容单元32在对正向电压进行升压转换后，第一输出电压Vout1可以达到不小于2Vin1的取值。

因此，本申请实施例所提供的转换电路90不仅可以支持变比连续可调，且转换电路90的最大变比不再受限于开关电容单元92的变比。因此，本申请实施例所提供的转换电路90具有更高的普适性。

可以理解，本申请实施例对开关电容单元92的具体实现并不多作限制，开关电容单元92的第二中间端和低电势端可以理解为开关电容单元92用于接收正向电压的两端。示例性的，该开关电容单元92的电路拓扑结构可以是图2和图6所示的开关电容电路拓扑结构。在图9所示的转换电路90中，开关电容单元92的第二中间端可以理解为电容C2与电容C3之间的电连接中的任一连接点。

接下来，通过以下实施例对本申请实施例中的buck-boost单元91作进一步的示例性说明。

实施例一

如图9所示，buck-boost单元91包括电感L1、二极管D1、二极管D2、开关管Q8和开关管Q9。其中，电感L1的一端与转换电路90的高电势输入端i+连接，电感L1的另一端分别与二极管D1的阳极、开关管Q9的第一电极和开关管Q8的第一电极连接。二极管D1的阴极与转换电路90的高电势输出端o+连接，开关管Q8的第二电极分别与转换电路90的低电势输入端i-和低电势输出端o-连接。开关管Q9的第二电极与二极管D2的阳极连接，二极管D2的阴极可以作为buck-boost单元91的第一中间端与开关电容单元92的第二中间端连接。

图9中buck-boost单元91既可以对第一输入电压V1进行buck转换，也可以对第一输入电压V1进行boost转换，具体来说：

1、在buck-boost单元91对第一输入电压Vin1进行buck转换时，转换电路90的第一输出电压Vout1可以是Vin1至2Vin1之间的任一取值。

基于图9所示的转换电路90，假设开关管Q8和开关管Q9皆为高电平导通，低电平关断的开关管。则，采用图10所示的控制信号，可以使buck-boost单元91对第一输入电压Vin1进行buck转换。其中，控制信号S8用于控制开关管Q8的导通和关断，控制信号S9用于控制开关管Q9的导通和关断。

如图10所示，在周期T内控制信号S8为低电平，因此开关管Q8在周期T内保持关断。在周期T的时间段ta内，控制信号S9为高电平，因此在时间段ta内开关管Q9保持导通。在周期T的时间段tb内，控制信号S9为低电平，因此在时间段tb内开关管Q9保持关断。接下来，以开关电容单元92的变比为2的场景为例，分别对时间段ta和时间段tb中buck-boost单元91的等效电路进行说明。需要指出的是，由于buck-boost单元91的开关状态与开关电容单元92的开关状态并没有必然联系。因此，本申请实施例接下来并不限制开关电容单元92的开关状态。

时间段ta

如图10所示，在时间段ta内控制信号S8为低电平，因此开关管Q8关断。控制信号S9为高电平，因此开关管Q9导通，转换电路90的等效电路可以如图11a所示。电流从转换电路90的高电势输入端i+输入，经电感L1、开关管Q9、二极管D2和电容C3传输后，回流至转换电路90的低电势输入端i-，从而构成电感L1的充电回路。

此时，buck-boost单元91提供给开关电容单元92的正向电压，也就是电容C3的电压。由图11a可见，此时的正向电压为第一输入电压Vin1减去电感L1的电压后的差值，即VC3＝Vin1-VL1。又由于第一输出电压Vout1＝2VC3，由此可得，VL1＝Vin1-Vout1/2。

时间段tb

如图10所示，在时间段tb内控制信号S8为低电平，因此开关管Q8关断。控制信号S9为低电平，因此开关管Q9关断，转换电路90的等效电路可以如图11b所示。电流从转换电路90的高电势输入端i+输入，经电感L1和二极管D1传输后，从转换电路90的高电势输出端o+输出。回流的电流从转换电路90的低电势输出端o-输入，并回流至转换电路90的低电势输入端i-，从而构成电感L1的放电回路。此时，Vin1-VL1-Vout1＝0，进而可得，VL1＝Vin1-Vout1。

结合时间段ta和时间段tb中电感L1的电压，根据伏秒平衡原则可得：(Vin1-Vout1/2)ta+(Vin1-Vout1)tb＝0。假设开关管Q9的占空比为D1，即D1＝ta/T＝ta/(ta+tb)，进而可得以下公式八：

在公式八中，开关管Q9的占空比D1可以是[0,1]中的任意取值。通过调节开关管Q9的占空比D1，便可以使第一输出电压Vout1在Vin1至2Vin1之间连续变化。其中，在D1取值为0，即开关管Q9在周期内保持关断，此时第一输出电压Vout1可以达到Vin1。在D1取值为1，即开关管Q9在周期内保持导通，此时第一输出电压Vout1可以达到2Vin1。

2、在buck-boost单元91对第一输入电压Vin1进行boost转换时，转换电路90的第一输出电压Vout1可以是不小于2Vin1的任一取值。

基于图9所示的转换电路90，假设开关管Q8和开关管Q9皆为高电平导通，低电平关断的开关管。则，采用图12所示的控制信号，可以使buck-boost单元91对第一输入电压Vin1进行boost转换。其中，控制信号S8用于控制开关管Q8的导通和关断，控制信号S9用于控制开关管Q9的导通和关断。

如图10所示，在周期T内控制信号S9为高电平，因此开关管Q9在周期T内保持导通。在周期T的时间段ta内，控制信号S8为高电平，因此在时间段ta内开关管Q8保持导通。在周期T的时间段tb内，控制信号S8为低电平，因此在时间段tb内开关管Q8保持关断。接下来，以开关电容单元92的变比为2的场景为例，分别对时间段ta和时间段tb中buck-boost单元91的等效电路进行说明。需要指出的是，由于buck-boost单元91的开关状态与开关电容单元92的开关状态并没有必然联系。因此，本申请实施例接下来并不限制开关电容单元92的开关状态。

时间段ta

如图12所示，在时间段ta内控制信号S9为高电平，因此开关管Q9导通。控制信号S8为高电平，因此开关管Q8导通，转换电路90的等效电路可以如图13a所示。电流从转换电路90的高电势输入端i+输入，经电感L1和开关管Q8传输后，回流至转换电路90的低电势输入端i-，从而构成电感L1的充电回路。此时，Vin1-VL1＝0，进而可得，VL1＝Vin1。

时间段tb

如图12所示，在时间段tb内控制信号S8为低电平，因此开关管Q8关断。控制信号S9为高电平，因此开关管Q9导通，转换电路90的等效电路可以如图13b所示。

电流从转换电路90的高电势输入端i+输入，经电感L1、开关管Q9、二极管D2和电容C3传输后，回流至转换电路90的低电势输入端i-，从而构成电感L1的放电回路。此时，Vin1-VL1-VC3＝0，电容C3的电压VC3也就是buck-boost单元91提供给开关电容单元92的正向电压。又由于Vout1＝2VC3，进而可得VL1＝Vin1-Vout1/2。

结合时间段ta和时间段tb中电感L1的电压，根据伏秒平衡原则可得：(Vin1)ta+(Vin1-Vout1/2)tb。假设开关管Q8的占空比为D2，即D2＝ta/T＝ta/(ta+tb)，进而可得以下公式九：

在公式九中，开关管Q8的占空比D2可以是[0,1]中的任意取值。通过调节开关管Q8的占空比D2，便可以使第一输出电压Vout1在2Vin～∞的范围内连续变化。其中，在D2取值为0，即开关管Q8在周期内保持关断，此时第一输出电压Vout1可以达到2Vin1。在D2取值为1，即开关管Q8在周期内保持导通，此时第一输出电压Vout1可以达到无穷大。

需要指出的是，本申请实施例是在不考虑电感L1储能能力限制的情况下，认为第一输出电压可以达到无穷大。在实际应用时，第一输出电压Vout1实际可以达到的最大值还受电感L1的电感量大小等因素限制。

实施例二

在一种可能的实现方式中，本申请实施例所提供的转换电路90还可以通过高电势输出端o+和低电势输出端o-接收第二输入电压Vin2。开关电容单元92可以对第二输入电压Vin2进行降压转换，以得到逆向电压。假设开关电容单元92的变比为N，则该逆向电压可以为Vin2/N。

开关电容单元92可以通过第二中间端和低电势端向buck-boost单元91传输该逆向电压。buck-boost单元91对该逆向电压进行buck-boost转换，并将buck-boost转换后的逆向电压作为第二输出电压Vout2，通过转换电路90的高电势输入端i+和低电势输入端i-输出该第二输出电压Vout2。

示例性的，如图14所示，buck-boost单元91还可以包括开关管Q7和开关管Q10。其中，开关管Q7包括上述二极管D1，开关管Q10包括上述二极管D2。开关管Q7的第一电极与转换电路90的高电势输出端o+连接，开关管Q7的第二电极与电感L1的另一端连接。开关管Q10的第一电极作为buck-boost单元91的第一中间端与开关电容单元92连接，开关管Q10的第二电极与开关管Q9的第二电极连接。

以及，开关管Q8包括二极管D3，二极管D3的阳极与转换电路的低电势输入端i-连接，二极管D3的阴极与电感L1靠近开关管Q9的另一端连接。开关管Q9包括二极管D4，二极管D4的阳极与开关管Q10连接，二极管D4的阴极与电感L1连接。

可以理解，为了使开关管Q7和开关管Q10不影响第一输入电压Vin1向第一输出电压Vout1的转换，在第一输入电压Vin1向第一输出电压Vout1的转换的过程中可以保持开关管Q7和开关管Q10关断。

示例性的，如图10所示，控制信号S7为控制开关管Q7的控制信号，控制信号S10为控制开关管Q10的控制信号。由图10可见，在buck-boost单元对第一输入电压Vin1进行buck转换时，控制信号S7和S10皆为低电平，开关管Q7和Q10保持关断。又例如图12所示，在buck-boost单元对第一输入电压Vin1进行boost转换时，控制信号S7和S10皆为低电平，开关管Q7和Q10保持关断。

图14所示的转换电路90可以对第二输入电压Vin2进行降压转换。其中，buck-boost单元91既可以对逆向电压进行buck转换，又可以对逆向电压进行boost转换。具体来说：

1、在buck-boost单元91对逆向电压进行buck转换时，转换电路90的第二输出电压Vout2可以是0至Vin2/2之间的任一取值。

基于图14所示的转换电路90，假设开关管Q7至Q10皆为高电平导通，低电平关断的开关管。则，采用图15所示的控制信号，可以使buck-boost单元91对逆向电压进行buck转换。

如图15所示，在周期T内控制信号S7、S8和S9为低电平，因此开关管Q7至Q9在周期T内保持关断。在周期T的时间段ta内，控制信号S10为高电平，因此在时间段ta内开关管Q10保持导通。在周期T的时间段tb内，控制信号S10为低电平，因此在时间段tb内开关管Q10保持关断。

接下来，以开关电容单元92的变比为2的场景为例，分别对时间段ta和时间段tb中buck-boost单元91的等效电路进行说明。需要指出的是，由于buck-boost单元91的开关状态与开关电容单元92的开关状态并没有必然联系。因此，本申请实施例接下来并不限制开关电容单元92的开关状态。

时间段ta

如图15所示，在时间段ta内开关管Q7、Q8和Q9关断，开关管Q10导通，转换电路90的等效电路可以如图16a所示。

电流从电容C3靠近开关管Q10的一端输出，经开关管Q10、开关管Q9中的二极管D4、电感L1传输后，从转换电路90的高电势输入端i+输出。回流的电流从转换电路90的低电势输入端i-输入，并回流至电容C3靠近转换电路90的低电势输入端i-的一端，从而构成电感L1的充电回路。

此时，开关电容单元92提供给buck-boost单元91的逆向电压，也就是电容C3的电压。由图16a可见，此时VC3+VL1-Vout2＝0，也就是VL1＝Vout2-VC3＝Vout2-Vin2/2。

时间段tb

如图15所示，在时间段tb内控制信号S7至S10皆为低电平，因此开关管Q7至Q10皆关断，转换电路90的等效电路可以如图16b所示。电流从转换电路90的高电势输入端i+输出，回流的电流从转换电路90的低电势输入端i-输入，并经二极管D3回流至电感L1靠近开关管Q8的一端，从而构成电感L1的放电回路。此时，Vout2-VL1＝0也就是说，VL1＝Vout2。

结合时间段ta和时间段tb中电感L1的电压，根据伏秒平衡原则可得：(Vout2-Vin2/2)ta+(Vout2)tb＝0。假设开关管Q10的占空比为D3，即D3＝ta/T＝ta/(ta+tb)，进而可得以下公式十：

在公式十中，开关管Q10的占空比D3可以是[0,1]中的任意取值。通过调节开关管Q10的占空比D3，便可以使第二输出电压Vout2在0至Vin2/2之间连续变化。其中，在D3取值为0，即开关管Q10在周期内保持关断，此时第二输出电压Vout2可以达到0。在D3取值为1，即开关管Q10在周期内保持导通，此时第二输出电压Vout2可以达到Vin2/2。

2、在buck-boost单元91对逆向电压进行boost转换时，转换电路90的第二输出电压Vout2可以是Vin2/2至Vin2之间的任一取值。

基于图14所示的转换电路90，假设开关管Q7至Q10皆为高电平导通，低电平关断的开关管。则，采用图17所示的控制信号，可以使buck-boost单元91对逆向电压进行boost转换。

如图17所示，在周期T内控制信号S8和S9为低电平，因此开关管Q8和Q9在周期T内保持关断。在周期T内控制信号S10为高电平，因此开关管Q10在周期T内保持导通。在周期T的时间段ta内，控制信号S7为高电平，因此在时间段ta内开关管Q7保持导通。在周期T的时间段tb内，控制信号S7为低电平，因此在时间段tb内开关管Q7保持关断。

接下来，以开关电容单元92的变比为2的场景为例，分别对时间段ta和时间段tb中buck-boost单元91的等效电路进行说明。需要指出的是，由于buck-boost单元91的开关状态与开关电容单元92的开关状态并没有必然联系。因此，本申请实施例接下来并不限制开关电容单元92的开关状态。

时间段ta

如图17所示，在时间段ta内开关管Q8和Q9关断，开关管Q7和Q10导通，转换电路90的等效电路可以如图18a所示。电流从转换电路90的高电势输出端o+输入，经开关管Q7和电感L1传输后，从转换电路90的高电势输入端i+输出。回流的电流从转换电路90的低电势输入端i-输入，并回流至转换电路90的低电势输出端o-，从而构成电感L1的充电回路。在此情况下，Vin2+VL1-Vout2＝0，即VL1＝Vout2-Vin2。

时间段tb

如图17所示，在时间段tb内控制信号S7至S9皆为低电平，因此开关管Q7至Q9皆关断，控制信号S10为高电平，因此开关管Q10导通，转换电路90的等效电路可以如图18b所示。电流从电容C3靠近开关管Q10的一端输出，经电感L1传输后从转换电路90的高电势输入端i+输出，回流的电流从转换电路90的低电势输入端i-输入，并回流至电容C3靠近转换电路90的低电势输入端i-的一端，从而构成电感L1的放电回路。此时，Vout2-VL1-VC3＝0。电容C3的电压VC3也就是开关电容单元92提供给buck-boost单元91的逆向电压，进而可得，VL1＝Vout2-VC3＝Vout2-Vin2/2。

结合时间段ta和时间段tb中电感L1的电压，根据伏秒平衡原则可得：(Vout2-Vin2)ta+(Vout2-Vin2/2)tb＝0。假设开关管Q7的占空比为D4，即D4＝ta/T＝ta/(ta+tb)，进而可得以下公式十一：

在公式十一中，开关管Q7的占空比D4可以是[0,1]中的任意取值。通过调节开关管Q7的占空比D4，便可以使第二输出电压Vout2在Vin2/2至Vin2之间连续变化。其中，在D4取值为0，即开关管Q7在周期内保持关断，此时第二输出电压Vout2可以达到Vin2/2。在D4取值为1，即开关管Q7在周期内保持导通，此时第二输出电压Vout2可以达到Vin2。

由上述实施例一可见，本申请实施例所提供的转换电路90可以将第一输入电压Vin1转换至Vin1至无穷大。示例性的，控制电路114可以采用如图19所示的方法确定开关管Q8或开关管Q9的占空比，使第一输出电压Vin1可以达到转换电路90所需输出的第一目标电压。具体来说，主要包括以下步骤：

S1901：电压转换装置上电。示例性，该电压转换装置可以是图1所示的DCDC升压器11。电压转换装置上电后，转换电路90的高电势输入端i+和低电势输入端i-可以接收到第一输入电压Vin1。

S1902：控制电路114控制开关电容单元92中的开关管Q1至Q4导通和关断，使电容C2和电容C3的电压达到平衡，即二者电压相等。

S1903：控制电路114保持开关管Q7、Q8和Q10关断，并调节开关管Q9的占空比D1。示例性的，控制电路114可以按照开关管Q9的占空比D1由0向1逐渐增大的方式调节开关管Q9的占空比D1。

S1904：在[0,1]的范围内调节占空比D1的过程中，若第一输出电压Vout1达到了第一目标电压，则控制电路114继续执行S1905。若在[0,1]的范围内调节占空比D1，无法使第一输出电压Vout1达到第一目标电压，则控制电路114继续执行S1906。

S1905：控制电路114保持开关管Q9当前的占空比D1。

S1906：若在[0,1]的范围内调节占空比D1，无法使第一输出电压Vout1达到第一目标电压，说明第一目标输出电压有可能超过了2Vin1。因此，控制电路114可以保持开关管Q7和Q10关断，开关管Q9导通，并调节开关管Q8的占空比D2。

S1907：在[0,1]的范围内调节占空比D2的过程中，若第一输出电压Vout1达到了第一目标电压，则控制电路114继续执行S1908。若在[0,1]的范围内调节占空比D2，无法使第一输出电压Vout1达到第一目标电压，则控制电路114继续执行S1909。

S1908：控制电路114保持开关管Q8当前的占空比D2。

S1909：转换电路90状态错误。控制电路114可以上报该错误。例如，若第一目标电压小于Vin1，则转换电路90无法输出符合第一目标电压的第一输出电压，此时便可能出现状态错误。

与图19类似，控制电路114也可以先保持开关管Q7至Q9关断，并调节开关管Q10的占空比D3。在此过程中，若第二输出电压Vin2可以达到第二目标电压，则控制电路114可以保持开关管Q10当前的占空比D3。若在[0,1]内调节占空比D3，无法使第二输出电压达到第二目标电压，则控制电路114可以保持开关管Q8和Q9关断，保持开关管Q10导通，并调节开关管Q7的占空比D4。在此过程中，若第二输出电压Vin2可以达到第二目标电压，则控制电路114可以保持开关管Q7当前的占空比D4。若在[0,1]内调节占空比D4，无法使第二输出电压达到第二目标电压，则意味着转换电路90状态错误。控制电路114可以上报该错误。

综上所述，本申请实施例提供了一种转换电路90，该转换电路90中包括buck-boost单元91和开关电容单元，且该转换电路90的变比不受开关电容单元的限制。需要指出的是，由于本申请实施例中开关电容单元92具有升压功能，因此对buck-boost单元91的升压能力要求较低，电感L1可以采用电感量较小的电感实现。一般来说，电感的电感量越大，损耗和体积便越大，因此相较于传统的boost电路，本申请实施例所提供的转换电路90有利于提高效率、缩小体积。

以图20所示的传统的boost电路为例，该传统的boost电路主要包括一个电感和两个开关管。假设转换电路90的第一输入电压Vin1，以及该传统的boost电路的输入电压皆为300-500V；转换电路90的第一输出电压Vout1，以及该传统的boost电路的输出电压皆为600-850V；转换电路90的功率，以及该传统的boost电路的功率皆为12.5kw。转换电路90和该传统的boost电路的设计参数如下表一所示：

表一

具体来说，转换电路90中的各个开关管采用650V耐压、75A最大电流的IGBT，电感L1的电感量为100uH，开关频率为20kHz。传统boost电路中的各个开关管采用1200V耐压、75A最大电流的IGBT，电感的电感量为500uH，开关频率为15kHz。

经过对比，由图21可见，传统boost电路的体积与本申请实施例所提供的转换电路90的体积接近。但由图22可见，本申请实施例所提供的转换电路90的重量远远小于传统boost电路的重量，这主要是由于本申请在buck-boost单元91中可以采用体积更小的电感，可以降低电感的重量。且由图23可见，传统boost电路的效率约为97.5％，而本申请实施例所提供的转换电路90的效率则可以高达98.5％，转换电路90的效率得到了明显提升。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供一种电压转换装置，该电压转换装置可以包括本申请上述任一实施例所提供的转换电路90。示例性的，该电压转换装置可以作为电动汽车10中的DCDC升压器11。其中，转换电路90可以作为DCDC升压器11中的转换电路112，控制电路114分别与buck-boost单元91和开关电容单元92中各个开关管的控制电极连接，从而可以控制转换电路90实现电压转换。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供一种电动汽车，该电动汽车可以如图1所示。其中，电动汽车10中包括DCDC升压器11，该DCDC升压器11与动力电池连接，可以为动力电池12充电。在DCDC升压器11中，转换电路112可以采用本申请实施例所提供的转换电路90实现。

显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的保护范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。