具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例。在下面的详细描述中，提出了许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说很明显的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明的更好的理解。本发明决不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。在附图和下面的描述中，没有示出公知的结构和技术，以便避免对本发明造成不必要的模糊。

发射级启动、自供电、原边控制的反激式开关电源具有外围简单、待机功耗低、开机速度快等优点。图1示出了传统的发射级启动、自供电、原边控制的反激式开关电源100的系统电路图。

在图1所示的反激式开关电源100中，利用恒流恒压控制芯片102来实现恒流恒压输出。具体地，恒流恒压控制芯片102的工作原理如下：在反激式开关电源100上电前，由于恒流恒压控制芯片102没有供电，场效应晶体管MP1、MN1、M2以及三极管Q1都处于关断状态；在反激式开关电源100上电后，交流(AC)输入电压经过整流桥整流之后通过启动电阻R1给基极驱动脚BASE充电；随着基极驱动脚BASE处的基极驱动电压逐渐升高，三极管Q1从关断状态变为导通状态，同时充电电流I1产生；充电电流I1从发射极驱动脚SW经过二极管D1流到芯片供电脚VCC给芯片供电电容Cvcc充电，芯片供电电容Cvcc上的电压VCC不断升高；当芯片供电电容Cvcc上的电压VCC高于恒流恒压控制芯片102的工作阈值时，恒流恒压控制芯片102开始工作。

在恒流恒压控制芯片102处于正常工作状态时，恒流恒压控制模块1022基于电压反馈脚FB处的退磁感应信号和电流感测脚CS处的电流感测信号产生驱动信号pgate和ngate，以分别驱动场效应晶体管MP1和MN1的导通与关断。当场效应晶体管MP1处于导通状态且场效应晶体管MN1处于关断状态时，三级管Q1处于导通状态，变压器T存储能量；当场效应晶体管MP1处于关断状态且场效应晶体管MN1处于导通状态时，三级管Q1处于关断状态，变压器T中存储的能量通过耦合从变压器T的原边绕组Np传到变压器T的副边绕组Ns，同时变压器T的辅助绕组N_AUX通过感应变压器T的原边绕组Np的退磁信号产生退磁感应信号，并通过电压反馈脚FB将退磁感应信号传送到恒流恒压控制芯片102内部，用于实现对于反激式开关电源100的闭环控制。

在图1所示的反激式开关电源100中，在变压器T的原边绕组Np退磁期间，场效应晶体管MN1处于导通状态，三极管Q1处于关断状态。此时，由于启动电阻R1的存在，会产生一个到地的损耗电流I2。在反激式开关电源100的负载逐渐降低并进入轻载或者空载状态的过程中，三极管Q1处于关断状态的时间变长，启动电阻R1产生的功率损耗越来越明显，导致反激式开关电源100的待机功耗显著增大、系统效率降低。如果增大启动电阻R1的阻值，则反激式开关电源100上电后的启动时间会变长，难以满足规范要求。

图2示出了根据本发明实施例的反激式开关电源100’的系统电路图。如图2所示，与反激式开关电源100类似，反激式开关电源100’包括变压器T、三极管Q1、以及恒流恒压控制芯片102’，其中，三极管Q1的集电极与变压器T的原边绕组Np的第一端子连接、基极与恒流恒压控制芯片102’的基极驱动脚BASE连接、发射极与恒流恒压控制芯片102’的发射极驱动脚SW连接；反激式开关电源100’与反激式开关电源100的不同在于，恒流恒压控制芯片102’除了包括恒流恒压控制模块1022以外还包括充电控制模块1024。

如图2所示，在一些实施例中，恒流恒压控制模块1022可以被配置为基于表征变压器T的原边绕组Np的退磁情况的退磁感应信号(即，恒流恒压控制芯片102’的电压反馈脚FB处的电压信号)和表征流过变压器T的原边绕组Np的电流的电流感测信号(即，恒流恒压控制芯片102’的电流感测脚CS处的电压信号)，生成开关控制信号pwm和退磁检测信号dem；充电控制模块1024可以被配置为基于开关控制信号pwm和退磁检测信号dem，生成分别用于驱动恒流恒压控制芯片102’中的第一和第二场效应晶体管MP1和MN1的导通与关断的第一和第二驱动信号pgate和ngate。

如图2所示，在一些实施例中，在恒流恒压控制芯片102’处于正常工作状态的情况下，三极管Q1的导通与关断取决于第一和第二场效应晶体管MP1和MN1的导通与关断，并且当第一和第二场效应晶体管MP1、MN1及三极管Q1均处于关断状态时，流过连接在变压器T的原边绕组Np的第二端子和恒流恒压控制芯片102’的基极驱动脚BASE之间的启动电阻R1的电流I2经由充电控制模块1024中的充电通路对恒流恒压控制芯片102’的芯片供电脚VCC连接的芯片供电电容Cvcc充电。这里，由于在三极管Q1处于关断状态时流过启动电阻R1的电流被用来给芯片供电电容Cvcc充电，所以相比传统的反激式开关电源100，根据本发明实施例的反激式开关电源100’的待机功率有所降低，并且系统效率有所提高。

如图2所示，在一些实施例中，充电控制模块1024可以进一步被配置为基于开关控制信号pwm和退磁检测信号dem，生成用于驱动恒流恒压控制芯片102’中的第三场效应晶体管M2的导通与关断的第三驱动信号ngate2。在反激式开关电源100’的启动过程中，在芯片供电电容Cvcc上的电压达到恒流恒压控制芯片102’的工作阈值之前，第一至第三场效应晶体管MP1、MN1、M2均处于关断状态；AC输入电压经过整流桥整流之后通过启动电阻R1给基极驱动脚BASE充电；随着基极驱动脚BASE处的基极驱动电压逐渐升高，三极管Q1从关断状态变为导通状态，流过变压器T的原边绕组Np的充电电流I1产生；充电电流I1经由发射极驱动脚SW和连接在发射极驱动脚SW和芯片供电脚VCC之间的二极管D1对芯片供电电容Cvcc充电，芯片供电电容Cvcc上的电压逐渐升高；当芯片供电电容Cvcc上的电压高于恒流恒压控制芯片102’的工作阈值时，恒流恒压控制芯片102’开始正常工作。

如图2所示，在一些实施例中，在恒流恒压控制芯片102’处于正常工作状态的情况下，当第一场效应晶体管MP1处于导通状态并且第二场效应晶体管MN1处于关断状态时，三极管Q1处于导通状态；当第一场效应晶体管MP1从导通状态变为关断状态并且第二场效应晶体管MN1从关断状态变为导通状态时，三极管Q1从导通状态变为关断状态；在三极管Q1从导通状态变为关断状态一段时间后，第二场效应晶体管MN1从导通状态变为关断状态，即第一和第二场效应晶体管MP1和MN1及三极管Q1均处于关断状态。

图3示出了图2所示的充电控制模块1024的示例电路图。如图3所示，充电控制模块1024可以进一步被配置为：基于开关控制信号pwm，生成用于驱动第一场效应晶体管MP1的导通与关断的第一驱动信号pgate；基于开关控制信号pwm和退磁检测信号dem，生成分别用于驱动第二和第三场效应晶体管MN1和M2的导通与关断的第二和第三驱动信号ngate和ngate2；以及基于开关控制信号pwm和退磁检测信号dem，生成用于驱动充电控制模块1024中的充电通路的导通与关断的充电控制信号charge。例如，充电控制模块1024可以进一步被配置为通过将开关控制信号pwm的反相信号与充电控制信号charge的反相信号进行逻辑与，生成第二驱动信号ngate；以及利用充电控制信号charge的反相信号作为第三驱动信号ngate2。

如图3所示，在一些实施例中，电阻R5、场效应晶体管MP2和MP3、以及电阻R6组成用于对芯片供电电容Cvcc进行充电的充电通路；当场效应晶体管MP2和MP3处于导通状态时，基极驱动脚BASE与芯片供电脚VCC联通，启动电阻R1上的电流I2经过基极驱动脚BASE给芯片供电脚VCC连接的芯片供电电容Cvcc充电；场效应晶体管MN3和MN2及电阻R7和R8为控制场效应晶体管MP2和MP3的导通与关断的控制电路；场效应晶体管MP4和MN5、电流源I0、电容C2、以及比较器comp1组成延时电路，基于开关控制信号pwm生成开关控制延时信号pwm_d；反相器INV1、INV2、INV3和与门AND2、AND3组成时序控制电路，生成第一至第三驱动信号pgate、ngate、ngate2及充电控制信号charge。

如图3所示，在一些实施例中，充电控制模块1024的工作过程包括：通过检测开关控制信号pwm的下降沿，生成开关控制延时信号pwm_d；通过将开关控制延时信号pwm_d与退磁检测信号dem的反相信号进行逻辑与，生成充电控制信号charge；当充电控制信号charge为低电平时，场效应晶体管MN2和MN3处于关断状态，电阻R7和R8分别把场效应晶体管MP3和MP2的栅极短路到源极，使得场效应晶体管MP3和MP2的栅极电压与源极电压之间的压差小于它们的导通阈值，从而使得场效应晶体管MP2和MP3处于关断状态，用于为芯片供电电容Cvcc进行充电的充电通路处于关断状态；在三极管Q1处于关断状态期间，在开关控制信号pwm从高电平变为低电平经过一个固定时间延时后，充电控制信号charge从低电平变为高电平，同时第二和第三驱动信号ngate和ngate2从高电平变为低电平，第二和第三场效应晶体管MN1和M2从导通状态变为关断状态；当充电控制信号charge为高电平时，场效应晶体管MN2和MN3处于导通状态，同时由于电阻R7和R8的存在，场效应晶体管MP2和MP3的栅极对源极产生一个压降，选择合适的R7和R8的电阻值可以使此压降大于场效应晶体管MP2和MP3的导通阈值，使得场效应晶体管MP3和MP2从关断状态变为导通状态；当场效应晶体管MP3和MP2处于导通状态时，基极驱动脚BASE连接到芯片供电脚VCC，使得启动电阻R1上的电流I2经过基极驱动脚BASE流到芯片供电脚VCC给芯片供电电容Cvcc充电。

图4示出了图2所示的恒流恒压控制芯片102’处于正常工作状态时，与充电控制模块1024有关的各个信号的时序图。如图4所示，当开关控制信号pwm为高电平时，第一和第二驱动信号pgate和ngate为低电平，第三驱动信号ngate2为高电平，第一和第三场效应晶体管MP1和M2处于导通状态，第二场效应晶体管MN1处于关断状态，基极驱动脚BASE处的基极驱动电压为高电平，三极管Q1处于导通状态，变压器的原边绕组储存能量。当开关控制信号pwm为低电平时，第一和第二驱动信号pgate和ngate为高电平，第一场效应晶体管MP1处于关断状态，第二场效应晶体管MN1处于导通状态，基极驱动脚BASE处的基极驱动信号为低电平，三极管Q1处于关断状态。在三极管Q1处于关断状态期间，在开关控制信号pwm从高电平变为低电平后经过一个固定时间延时，在退磁检测信号dem从高电平变为低电平时，充电控制信号charge从低电平变为高电平，用于对芯片供电电容Cvcc充电的充电通路从关断状态变为导通状态；当充电控制信号charge为高电平时，第一驱动信号pgate为高电平，第二和第三驱动信号ngate和ngate2为低电平，第一至第三场效应晶体管MP1、MN1、M2都处于关断状态，此时启动电阻R1上的电流I2可以通过基极驱动脚BASE经由充电控制模块1024中的充电通路流到芯片供电脚VCC给芯片供电电容Cvcc充电。这里，由于流过启动电阻R1的电流I2被用来对芯片供电电容Cvcc充电，所以反激式开关电源100’相比反激式开关电源100待机功耗更低且系统效率更高。

在根据本发明实施例的反激式开关电源100’中，在三极管Q1从导通状态变为关断状态经过一定固定时间延时后，场效应晶体管MN1从导通状态变为关断状态，启动电阻R1上的电流I2给芯片供电脚VCC连接的芯片供电电容Cvcc充电，使得电流I2被存储在芯片供电电容Cvcc上为恒流恒压控制芯片102’供电，从而不产生额外的功率损耗。因此，可以通过降低启动电阻R1的电阻值加快恒流恒压控制芯片102’的启动时间，同时不带来功耗损失且不增加待机功耗。

本发明可以以其他的具体形式实现，而不脱离其精神和本质特征。例如，特定实施例中所描述的算法可以被修改，而系统体系结构并不脱离本发明的基本精神。因此，当前的实施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本发明的范围由所附权利要求而非上述描述定义，并且，落入权利要求的含义和等同物的范围内的全部改变从而都被包括在本发明的范围之中。