正弦波至方波转换器的噪声消除技术
阅读说明：本技术 正弦波至方波转换器的噪声消除技术 (Noise cancellation techniques for sine-to-square wave converters ) 是由 阿斯拉马力·A·拉菲 斯里赛·拉奥·塞探拉朱 罗素·克罗曼 于 2020-10-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种正弦波至方波转换器电路接收正弦波信号并提供具有第一频率的第一方波信号。2X时钟乘法器电路将第一方波信号相乘,并以第二频率提供第二方波信号,该第二频率是第一频率的两倍。由第二方波信号计时的第一存储元件存储第一方波信号的延迟版本并提供偶奇信号。由第二方波信号计时的第二存储元件接收偶奇信号并提供奇偶信号。占空比校正电路基于偶奇信号和奇偶信号之间的占空比脉冲宽度的差异来调整正弦波至方波转换器的阈值。(A sine-to-square wave converter circuit receives a sine wave signal and provides a first square wave signal having a first frequency. The 2X clock multiplier circuit multiplies the first square wave signal and provides a second square wave signal at a second frequency that is twice the first frequency. A first storage element clocked by the second square wave signal stores a delayed version of the first square wave signal and provides an even-odd signal. A second storage element, clocked by a second square wave signal, receives the even-odd signal and provides the parity signal. The duty cycle correction circuit adjusts the threshold of the sine-to-square wave converter based on the difference in duty cycle pulse width between the even-odd and odd signals.)
技术领域
本发明涉及噪声消除，更具体地涉及用于正弦波至方波转换器的噪声消除。
背景技术
正弦波在电子通信系统中非常普遍，因为振荡器自然会输出正弦波。在无线，有线线路和光通信链路中，振荡器为系统设置时间基准。跟随振荡器的频率合成器生成特定或不同频率的时钟或本地振荡器信号，以用于通信链路。频率合成器最好将具有尖锐边缘的矩形波作为其参考输入，以免受到合成器电路的其他噪声源的影响。因此，在振荡器电路与合成器之间使用正弦波至矩形波转换器。但是，振荡器的输出会受到低频附加噪声的破坏，这可能是振荡器或正弦波至方波转换器中使用的偏置电路的结果。通过正弦波至方波转换器时，这种很明显的低频附加噪声会随着矩形波的边沿被附加噪声调制而转换为相位噪声。该噪声也出现在频率合成器的输出处，并影响时钟或本地振荡器信号的相位噪声性能，最终影响数据通信链路的性能。该附加噪声的影响在示例频率合成器的相位噪声曲线中显示为“驼峰”101。因此，将需要更好的解决噪声的方法，以改善频率合成器的性能，并最终改善数据通信链路的性能。
发明内容
因此，在一个实施例中，一种设备包括正弦波至方波转换器电路，其被耦合以接收正弦波信号并提供具有第一频率的第一方波信号。时钟乘法器电路，其被耦合以接收第一方波信号并提供具有第二频率的第二方波信号，该第二频率是第一频率的两倍。占空比校正电路(duty cycle correction circuit)，其被耦合以向正弦波至方波转换器的输入提供电压，以基于具有第一频率的第一信号和具有第一频率的第二信号之间的脉冲宽度差调整正弦波至方波转换器的阈值。
在另一个实施例中，一种方法包括在正弦波至方波转换器电路中将正弦波信号转换为具有第一频率的第一方波信号。该方法还包括在时钟乘法器电路中将第一方波信号相乘，并提供具有第二频率的第二方波信号，该第二频率是第一频率的两倍。使用第二方波信号生成具有第一频率的第一信号和具有第一频率的第二信号，并根据第一信号和第二信号之间的脉冲宽度差调整正弦波至方波转换器的阈值。
在一个实施例中，正弦波至方波转换器电路被耦合以接收正弦波信号，并提供具有第一频率的第一方波信号。时钟乘法器电路被耦合以接收第一方波信号，并提供具有第二频率的第二方波信号，该第二频率是第一频率的两倍。第一存储元件，其具有耦合到第一方波信号的延迟版本的输入，第一存储元件由时钟乘法器电路提供的第二方波信号计时，并且提供偶奇信号。第二存储元件，其具有耦合至偶奇信号的输入，其由第二方波信号计时并提供奇偶信号。占空比校正电路，其被耦合以将电压提供给正弦波至方波转换器的输入，以基于偶奇信号和奇偶信号之间的脉冲宽度差调整正弦波至方波转换器的阈值。
附图说明
通过参考附图，可以更好地理解本发明，并且其许多目的，特征和优点对于本领域技术人员而言是显而易见的。
图1示出了示例频率合成器的相位噪声曲线以及该附加噪声的影响。
图2示出了降低噪声的系统的实施例的框图。
图3示出了降低噪声的系统的其他细节，该系统包括正弦波至方波转换器，后跟2X时钟乘法器和提供占空比校正的反馈环路。
图4A示出了由图3中的电路生成的信号的时序图。
图4B示出了由图3中的电路生成的信号的时序图，其中f1x信号的占空比为50％。
图5示出了图3的系统中的噪声源。
图6示出了在时钟乘法器之前和之后，噪声如何以波形形式出现。
图7说明了2X乘法器如何对噪声进行整形。
图8示出了占空比调整电路的差分实施例。
图9A示出了占空比调整电路的单端实施例。
图9B示出了单端实施例中电流源中的失配效应。
图10示出了用于保持占空比校正电路环路断开直到输入正弦波信号的峰值幅度达到阈值电压值的启动电路。
在不同附图中使用相同的附图标记表示相似或相同的项目。
具体实施方式
本文所述的实施例减少了由振荡器和/或正弦波至方波转换器中使用的偏置电路引起的低频附加噪声，否则，当矩形波的边缘被附加噪声调制时，该噪声被转换为相位噪声。本文所述的实施例在消耗非常小的硅面积的同时提高了相位噪声性能，其是模块化的并且可与正弦波至方波之后的任何PLL架构(模拟/数字)一起使用。它还消耗非常低的功率。
图2示出了减少噪声的系统200的示例性框图。振荡器(oscillator，OSC)201将正弦波203提供给正弦波至方波转换器和噪声消除器205。正弦波至方波转换器和噪声消除器205将具有降低的噪声的参考时钟信号提供给锁相环208的相位检测器207，该锁相环包括环路滤波器209、提供输出信号215的压控振荡器(voltage controlled oscillator)211。目的是确保输出信号215不具有由振荡器或正弦波至方波转换器的附加噪声引起的相位噪声。PLL 208还包括反馈分频器217和Δ∑调制器221，以控制反馈分频器的分频比。本文描述的实施例同样适用于其他PLL架构，例如Integer-N，其中没有DSM调制反馈分频器的分频值。
图3更详细地示出了系统的各个方面。在图3的实施例中，振荡器301是晶体振荡器，并将正弦波信号302提供给正弦波至方波转换器电路303。一个关键思想是在正弦波至方波转换器电路303后面加上2X时钟乘法器305，然后通过包含占空比校正电路307的反馈环路调整正弦波至方波转换器的阈值。2X时钟乘法器305将正弦波至方波转换器303提供的f1x信号306的频率加倍，并提供f2x信号310。
图4A示出了由图3中的电路生成的信号的时序图。参考图3和图4，由具有延迟τ的延迟电路309所延迟的f1x信号306和延迟的f1x信号308被提供给XOR门以产生f2x信号310。存储元件(例如，D触发器)311接收延迟的f1x信号308，由f2x信号计时，并且将具有第一频率的偶奇信号315提供给占空比校正电路307和存储元件(例如，D触发器)317。存储元件317将也具有第一频率的奇偶信号319提供给占空比校正电路307。注意，偶奇和奇偶信号具有名义上相等的脉冲宽度但极性相反。f2x信号310被提供给时钟合成器电路(图3中未示出)的相位和频率检测器作为参考时钟信号。图4B示出了由图3的电路产生的信号的时序图，其中f1x信号306的占空比为50％。
图5示出了由晶体振荡器提供的正弦波302和存在于正弦波至方波转换器电路303的输入中的1/f噪声502以及用作附加噪声的DC偏置电阻器的热噪声504。正弦波至方波转换器303将f1x信号306提供给2X乘法器305。图6示出了噪声如何影响正弦波至方波转换器。正弦波至方波转换器用作逆变器，并根据正弦波至方波转换器的阈值设置从低到高以及从高到低触发。参考图6，正弦波601与附加和1/f噪声603一起被提供给正弦波至方波转换器。假设没有噪声，正弦波至方波转换器理想情况下应将阈值设置为在正弦波的零交叉点处切换，即在605处从低到高，在607处从高到低，以及在609处从低到高。附加和1/f噪声603升高标称输入波形的电压，导致正弦波至方波转换器先于605从低切换到高，后于607从高切换到低，再先于609从低切换到高。正弦波至方波转换器输入端的附加噪声以相反的极性调制上升沿和下降沿。换句话说，如果附加噪声导致上升沿前进，如621和625所示，那么它也使下降沿延迟，如623所示。上升沿提前量或下降沿延迟量基于其中S是正弦波在零交叉处的斜率，vn是附加和1/f噪声的幅度。相反，在正弦波至方波转换器之后使用2X乘法器会使2X乘法器输出(f2x)的相邻边沿相反的方向移动，移动量与631和633所示的相同。频率合成器的相位检测器在2X乘法器之后，每隔一个边沿就会看到一个相等且相反的时间误差，并消除了这种附加噪声。
图7示出了使用2X乘法器导致的噪声。在701，示出了通过将无噪声的正弦波703加到噪声分量705而生成的f2x波形701。噪声分量705是频率处的其中Tref是正弦波的周期。在715处示出了频域，其示出了在fref 721处和在3fref 723处的噪声分量，但是在2fref处不存在，其中fref是f1x。因此，如727的时域和729的频域所示，2X乘法将附加噪声从2fref移到奇次谐波。
但是，由于正弦波至方波发生器中设备的不对称性，奇数和偶数边缘之间的间隔可能不同于偶数和奇数边缘之间的间隔。这可能会导致2X输出频谱中的1X频率分量很大，也限制了频率合成器的性能。反馈环路用作基本(1X)抑制电路，并调整正弦/平方转换器的阈值，以使奇偶边沿之间的间隔与2X输出的偶奇边沿之间的间隔相同。
由于在正弦波至方波转换器的阈值输入处的噪声“仅”出现在偶次谐波和直流至一阶附近，因此反馈环路本身贡献的任何噪声也将被抑制。这样可以设计更宽的带宽反馈环路。由于较宽的带宽环路自然意味着较小的时间常数，因此，使用较小的电阻器和较小的电容器可实现紧凑的实现。此外，由于使用了带有较小电容器的大噪声电阻器，进一步降低了电流消耗和硅面积(因为该电路的噪声被拒绝)。
图8示出了占空比校正电路307的电路实现800的实施例，该电路实现800将f1x信号306校正为50％占空比。占空比校正电路800包括差分电荷泵801、滤波器803和运算放大器805。差分电荷泵801从2X乘法器接收偶奇信号315和奇偶信号319。与单端电荷泵相比(参见图9)，差分电荷泵对电流源807和809中的器件失配不敏感。输出差分电流仅是偶奇和奇偶信号的脉冲宽度差的函数。请注意，任何脉冲宽度差都是由于偶奇和奇偶信号的相反极性的脉冲宽度不同而引起的。通过占空比校正电路800将f1x信号306(参见图4B)校正为50％的占空比，偶奇和奇偶信号也具有50％的占空比，并且由噪声引起的占空比的任何变化都是反映在偶奇合奇偶信号的占空比(以及脉冲宽度)的变化中。滤波器803对差分电流进行滤波，并且滤波后的电流被输入到运算放大器805。运算放大器805在反馈中具有串联电阻器811和串联电容器815。串联电容器815用作环路的积分电容器，而电阻器811将零设置为取消输入网络中的任何极点。运算放大器的输出816通过偏置电阻器817提供给正弦波至方波转换器303的输入，以基于偶奇和奇偶信号(相反极性)的脉冲宽度差调整正弦波至方波转换器的阈值。
再次参照图4和图8，如果偶奇信号为低电平，则电流源807在低脉冲宽度的持续时间内将电流提供给运算放大器805的负输入，同时，如果奇偶信号为高电平，电流源809向运算放大器805的正输入提供相同大小的相反极性的电流。假定奇偶信号的高脉冲宽度等于偶奇信号的低脉冲宽度。从图4中可以看出，偶奇和奇偶信号名义上具有相等的脉冲宽度但极性相反。类似地，当偶奇信号为高而奇偶信号为低时，假设相反极性的脉冲宽度相等，则相等且相反的电流将提供给放大器输入。如果偶奇信号和奇偶信号的相反极性的脉冲宽度不相等，则电流源807和809不会提供相等幅度的电流。然后，该电流差由运算放大器电路积分，并反映在运算放大器805通过偏置电阻器817提供给正弦波至方波转换器电路303输入的偏置电压中，以调整电路从高到低以及从低到高切换的阈值。
图9A示出了使用单端电荷泵901和运算放大器903的实施例。当偶奇信号为高时，开关902闭合，并且来自PMOS电流源905的电流流向运算放大器903，并且当奇偶信号为高时，开关906闭合，并且来自NMOS电流源907的电流流向运算放大器903。由于当f1x信号306(见图3)的占空比不为50％时，偶奇信号和奇偶信号的“高”脉冲宽度不相等，因此该差值将积分到运算放大器中且占空比校正为50％。图9A中的实施例对电流源905和907中的器件失配敏感。如图9B中所示，如果来自电流源905(由一个或多个PMOS晶体管实现)的PMOS电流(Ipmos)和来自电流源907(由一个或多个NMOS晶体管实现)的NMOS电流(Inmos)相等，则电荷泵提供的电流为921。图9B在923处示出了当Ipmos不等于Inmos时，失配如何影响提供给运算放大器的电流iout。如果Ipmos不等于Inmos，那么它本身可能会导致最终校正占空比产生错误。这就需要对Ipmos和Inmos进行校准，以使电路将占空比精确地校正为50％。
环路增益是正弦波至方波转换器的输入信号Vin的幅度A的函数。因此，在输入信号具有足够的幅度之前，反馈电路将无法正常工作。因此，图10所示的实施例利用启动电路来保持反馈环路断开(保持占空比校正电路307(图3)断开)，直到输入信号的幅度高于阈值电压为止。该启动电路包括峰值检测器电路1001，其比较正弦波的峰值幅度以确定何时峰值幅度A＞Ath，其中Ath是阈值电压，高于该阈值电压环路将正常工作。电容器1002存储检测到的峰值幅度并将该值与峰值幅度阈值Ath进行比较。一旦峰值幅度A＞Ath，则开关1003闭合，从而使占空比校正电路800耦合至正弦波至方波转换器电路303的输入，并且因此反馈环路被闭合。一旦输入正弦波的峰值幅度足够高，这将使反馈环路基于偶奇和奇偶脉冲的脉冲宽度差校正占空比。另外，在启动期间，在峰值幅度A＜Ath的同时，通过开关1005提供固定电压Vmid，以调整正弦波至方波转换器电路303的阈值。电压Vmid使正弦波至方波转换器例如在输入正弦波的标称零交叉处切换。
因此，已经描述了与消除正弦波至方波转换器中的噪声有关的各个方面。本文阐述的本发明的描述是说明性的，并且无意于限制如所附权利要求书所述的本发明的范围。可以基于在此阐述的描述来做出在此公开的实施例的其他变型和修改，而不脱离如所附权利要求书中阐述的本发明的范围。
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