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具体实施方式

】

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

在本发明的描述中，术语“内”、“外”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“顶”、“底”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明而不是要求本发明必须以特定的方位构造和操作，因此不应当理解为对本发明的限制。

实施例1：

为解决SMZM由于存在非线性电光效应，其调制臂的相移斜率随外加电场强度的变化而变化，传统调制器相移曲线测试方法不适用于SMZM的技术问题，本发明实施例提供了一种测量SMZM调制臂相移函数的方法，如图1所示，主要包括以下步骤：

步骤101，将小于预设值的射频调制信号加到SMZM的行波电极上，利用本振光信号与SMZM输出的调制光信号进行混频，并将混频光信号转换为电压信号输出。

如图2所示，在本发明实施例中，所述SMZM为推挽调制的耗尽型硅基马赫曾德尔调制器，包括前后两个1×2的多模干涉耦合器(Multi-Mode Interference，简写为MMI)11以及上下两个臂，即所述调制臂包括上臂和下臂，且上臂和下臂各包含一个热光相移器12和一个射频调制相移器13。其中，前面的多模干涉耦合器11用于将输入光信号分为功率相等的两路，后面的多模干涉耦合器11用于将两路输出光信号进行合波；所述热光相移器12用于改变调制光信号的偏置点；所述SMZM的上臂和下臂的两个射频调制相移器13共同由一对推挽配置的反向PN结相移器构成，即图2中虚线框圈出的结构具体如图3所示。其中，反向PN结的电极采用共面波导形式设计，外加的射频调制信号加载到行波电极上实现相位高速调制，使SMZM的调制臂由于外加射频调制信号而产生相移，图中G、S表示输入射频调制信号的两个引脚。需要注意的是，这里外加的射频调制信号小于预设值，为微小的正弦调制信号，大概20mv左右；其中，所述预设值可在20mv-40mv范围内取值。

结合图4，所述利用本振光信号与SMZM输出的调制光信号进行混频，并将混频光信号转换为电压信号输出，具体为：基于拍频技术，利用波长可调的本地振荡光源(LocalOscillator，简写为LO)2输出的本振光信号与SMZM 1输出的调制光信号进行混频，从光域中得到混频光信号；然后利用平衡探测器3将混频光信号转换为电流信号输出至跨阻放大器，其中所述平衡探测器中包括两个光电探测二极管；最后利用跨阻放大器(Trans-ImpedanceAmplifier，简写为TIA)4将所述两个光电探测二极管输出的电流信号进行放大，并将电流信号转换为电压信号输出至数字示波器。

步骤102，将SMZM调制臂的调制相移用射频调制电压和反向PN结电压的三阶多项式表示，并利用线性分割方法将所述三阶多项式线性化，得到SMZM调制臂的调制相移与相移斜率之间的线性表达式。

首先，根据SMZM的等效模型结构，得到SMZM的输出光场与SMZM调制臂的调制相移和吸收损耗的函数关系式。然后，根据外加的射频调制信号，分别将SMZM调制臂的调制相移和吸收损耗用射频调制电压和反向PN结电压的三阶多项式表示；其中，所述SMZM调制臂的调制相移与调制系数相关，所述SMZM调制臂的吸收损耗与吸收系数相关。最后，利用线性分割方法将SMZM调制臂的调制相移对应的三阶多项式线性化，得到SMZM调制臂的调制相移与相移斜率之间的线性表达式；在SMZM调制臂的吸收损耗对应的三阶多项式基础上，将射频调制信号导致的吸收损耗忽略，得到SMZM调制臂的吸收损耗与反向PN结电压的函数关系式。

进一步地，基于所述线性分割方法，根据所述SMZM的输出光场与SMZM调制臂的调制相移和吸收损耗的函数关系式、所述SMZM调制臂的调制相移与相移斜率之间的线性表达式以及所述SMZM调制臂的吸收损耗与反向PN结电压的函数关系式，得到SMZM的输出光场与相移斜率的函数关系式。

步骤103，在不同反向PN结电压下，分别测量SMZM相位偏置为0和π时的拍频电信号及其一次谐波分量的幅度，计算不同反向PN结电压下SMZM调制臂的相移斜率。

在进行实际测量之前，先根据平衡探测法，分别得到两个光电探测二极管的输出电场与本振光信号幅度、本振光信号频率和SMZM输出光场的函数关系式；然后基于两个光电探测二极管输出电场对应的函数关系式，得到所述平衡探测器经所述跨阻放大器放大转换后，平衡探测输出的拍频电信号的函数表达式；最后根据所述SMZM的输出光场与相移斜率的函数关系式以及平衡探测输出的拍频电信号的函数表达式，分别得到SMZM相位偏置为0和π时拍频电信号的谱密度的函数表达式。

不同反向PN结电压下SMZM调制臂的相移斜率的获取过程具体为：先根据SMZM相位偏置分别为0和π时拍频电信号的谱密度的函数表达式，推导得到SMZM调制臂的相移斜率的计算公式；然后在外加不同反向PN结电压时，通过平衡探测法分别测量SMZM相位偏置为0和π时的拍频电信号及其一次谐波分量的幅度，进而利用所述SMZM调制臂的相移斜率的计算公式，计算得到不同反向PN结电压下SMZM调制臂的相移斜率。其中，利用平衡探测法测量拍频电信号的过程可参考图4以及步骤10中的介绍，在此不做赘述。

步骤104，利用所述线性表达式以及不同反向PN结电压下SMZM调制臂的相移斜率，拟合得到SMZM调制臂的调制相移与反向PN结电压的函数关系式。

首先，根据计算出的所述不同反向PN结电压下SMZM调制臂的相移斜率，拟合出SMZM调制臂的相移斜率与反向PN结电压的函数关系式；然后，根据所述SMZM调制臂的调制相移与相移斜率之间的线性表达式以及所述MZM调制臂的相移斜率与反向PN结电压的函数关系式，拟合得到SMZM调制臂的调制相移与反向PN结电压的函数关系式，即SMZM调制臂的相移曲线。当外加不同调制信号频率时，还可得到不同调制信号频率下SMZM调制臂的相移曲线。

本发明实施例提供的上述方法中，利用线性分割方法使SMZM射频调制相移的三阶多项式线性化，根据平衡探测法测量得到的拍频电信号及其一次谐波分量计算SMZM的相移斜率，进而拟合出SMZM调制臂的调制相移与反向PN结电压的函数关系式。这种方法不仅可以忽略测量过程中硅波导电吸收效应的影响，而且利用线性的拍频法测量SMZM的相移斜率，可以实现微波信号变频，将调制光信号从光谱映射到电谱，在外加微小射频调制信号的情况下，通过扫描外加的PN结反向电压即可得到SMZM调制臂的相移曲线。另外，基于平衡探测法还可有效地抑制直流信号，提高系统的抗噪声能力。

实施例2：

在本发明中，所述SMZM为推挽调制的耗尽型硅基马赫曾德尔调制器，如图2所示，包括前后两个1×2的多模干涉耦合器11以及上下两个臂，且上臂和下臂各包含一个热光相移器12和一个射频调制相移器13。其中，前面的多模干涉耦合器11用于将输入光信号分为功率相等的两路，后面的多模干涉耦合器11用于将两路输出光信号进行合波；所述热光相移器12用于改变调制光信号的偏置点；所述SMZM的上臂和下臂的两个射频调制相移器13共同由一对推挽配置的反向PN结相移器构成，即图2中虚线框圈出的结构具体如图3所示。其中，反向PN结的电极采用共面波导形式设计，外加的射频调制信号加载到行波电极上实现相位高速调制，图中G、S表示输入射频调制信号的两个引脚。

基于上述实施例1中提供的方法以及SMZM的上述结构，本发明实施例进一步提供了一种测量SMZM调制臂相移函数的系统，可用于实现实施例1中所述的测量SMZM调制臂相移函数的方法。如图5所示，测量系统包括可持续输出光信号的第一激光器光源5、双通道电源6、射频信号发生器7、偏振控制器(Polarization Controller，简写为PC)8、波长可调的第二激光器光源9、平衡探测器3、跨阻放大器4和数字示波器(Analog-to-DigitalConverter，简写为ADC)10。其中：

所述第一激光器光源5的输出端与SMZM 1的输入端连接，以便为所述SMZM 1提供入射光信号。在一个具体的实施例中，所述第一激光器光源5可采用CW型号，但并不唯一限定。

所述双通道电源6的输出端与SMZM 1的输入端连接，以便分别为所述SMZM 1中的热光相移器12和反向PN结相移器(即射频调制相移器13)提供偏置电压。

所述射频信号发生器7的输出端与SMZM 1的输入端连接，以便为所述SMZM 1提供外加的射频调制信号；其中，这里外加的射频调制信号小于预设值，为微小的正弦调制信号，大概20mv左右，所述预设值可在20mv-40mv范围内取值。在一个具体的实施例中，所述射频信号发生器7可采用HMC-T2220型号，但并不唯一限定。

所述第二激光器光源9的输出端与所述平衡探测器3的输入端连接，用于输出本振光信号，进而为SMZM 1输出的调制光信号提供参考光源。其中，这里的所述第二激光器光源9也就相当于图4中的本地振荡光源LO2，二者作用相同。在一个具体的实施例中，所述第二激光器光源9可采用Agilent8164B型号，但并不唯一限定。

所述偏振控制器8的输入端与所述SMZM 1的输出端连接，所述偏振控制器8的输出端与所述平衡探测器3的输入端连接。其中，所述偏振控制器8用于调整所述SMZM 1输出的调制光信号的偏振态，使所述SMZM 1输出的调制光信号的偏振态与所述第二激光器光源9输出的本振光信号的偏振态一致。

在本发明实施例中，为了抑制拍频信号中的共模噪声和直流分量，采用平衡探测器实现光电转换，即所述平衡探测器3用于将所述第二激光器光源9输出的本振光信号和所述SMZM 1输出的调制光信号进行混频，并将混频后的光信号转换为电信号输出。具体地，所述平衡探测器3包括一个2×2耦合器31和两个光电探测二极管，所述两个光电探测二极管分别为第一光电探测二极管PD1和第二光电探测二极管PD2。其中，所述2×2耦合器31的第一输入端与所述偏振控制器8的输出端连接，第二输入端与所述第二激光器光源9的输出端连接；所述2×2耦合器31的第一输出端与所述第一光电探测二极管PD1连接，第二输出端与所述第二光电探测二极管PD2连接。

所述跨阻放大器4的第一输入端与所述第一光电探测二极管PD1连接，第二输入端与所述第二光电探测二极管PD2连接；所述跨阻放大器4的输出端与所述数字示波器10的输入端连接。其中，所述跨阻放大器4用于将两个光电探测二极管输出的电流信号进行放大，并将电流信号转换为电压信号输出至所述数字示波器10。在一个具体的实施例中，所述数字示波器10可采用DPO73324DX型号，但并不唯一限定。

基于上述实施例中的测量系统，可以测量得到SMZM偏置相移为0和π时的拍频电信号及其一次谐波分量的幅度，然后计算出不同反向PN结电压下的SMZM调制臂的相移斜率，进而拟合出在SMZM调制臂的相移斜率与反向PN结电压的函数关系式，最终拟合得到SMZM调制臂的相移曲线，即SMZM调制臂的调制相移与反向PN结电压的函数关系式。

实施例3：

在上述实施例1和实施例2的基础上，本发明实施例进一步提供了一种测量SMZM调制臂相移函数的具体实施方式，采用实施例2中的测量系统实现。该测量方法将微小的正弦射频调制信号加到所述SMZM的行波电极上，使SMZM的调制臂由于外加射频调制信号而产生相移；同时，基于拍频技术，利用本振光信号与SMZM输出的调制光信号进行混频，并利用平衡探测器将调制信号从光域转换到电域输出。结合图2-图5给出的结构图，所述SMZM相移曲线的测量过程具体如下：

步骤201，根据SMZM的等效模型结构，推导得到SMZM的输出光场与SMZM调制臂的调制相移和吸收损耗的函数关系式：

其中，E_{Sig_out(t)}为SMZM输出光信号的幅度，E_IN为SMZM输入光信号的幅度，ω₀为SMZM输入光信号的频率，γ为SMZM不平衡的光学分支导致的有限消光比(ExtinctionRatio，简写为ER)，φ_BIAS为SMZM中的热光相移器引起的偏置相移，α_{RF_A/B}(t)为SMZM上臂/下臂的吸收损耗，φ_{RF_A/B}(t)为SMZM上臂/下臂的调制相移，即字母A对应上臂，字母B对应下臂；i、j均表示复数，t表示时间函数。

步骤202，根据外加的射频调制信号，分别将SMZM调制臂的调制相移和吸收损耗，用射频调制电压和反向PN结电压的三阶多项式表示：

其中，V_PN表示外加的反向PN结电压，V_RF(t)表示射频调制电压；分别为SMZM上臂/下臂的四个调制系数，δ_{RF_A/B_1,2,3,4}分别为SMZM上臂/下臂的四个吸收系数；也就是说，所述SMZM调制臂的调制相移与调制系数相关，所述SMZM调制臂的吸收损耗与吸收系数相关。

步骤203，根据SMZM调制臂的调制相移和吸收损耗对应的三阶多项式，利用线性分割方法将SMZM调制臂的相移曲线分割为多个小段，使SMZM调制臂的调制相移和吸收损耗各自对应的三阶多项式线性化。

由于式(2a)-(2d)中的调制系数和吸收系数难以通过直接测量输出光信号获得，因此本发明实施例中采用线性分割方法将SMZM调制臂的相移曲线分割为许多小段，使上述公式(2a)-(2d)对应的三阶多项式线性化，同时将微小的正弦射频调制信号(V_RF)加到SMZM的射频调制相移器上。

步骤204，根据线性分割方法和SMZM调制臂的调制相移对应的三阶多项式，即(2a)、(2b)，得到SMZM调制臂的调制相移与外加调制信号频率、反向PN结电压、相移斜率和反向PN结电压扫描间隔的函数关系式：

其中，为SMZM上臂/下臂外加反向PN结电压为V_N和调制信号频率为ω_m时的调制相移，K_{RF_A/B}(N)为SMZM上臂/下臂外加反向PN结电压为V_N和调制信号频率为ω_m时的相移斜率，ΔV为外加反向PN结电压扫描间隔。其中，式(3c)、(3d)即为实施例1中提到的所述SMZM调制臂的调制相移与相移斜率之间的线性表达式。

步骤205，根据外加的射频调制信号和SMZM调制臂的吸收损耗对应的三阶多项式，即公式(2c)、(2d)，得到SMZM调制臂的吸收损耗与外加反向PN结电压和吸收系数的函数关系式。由于外加到SMZM上的射频调制信号幅度很小，由外加射频调制信号导致的吸收损耗可以忽略，因此得到SMZM上臂/下臂的吸收损耗函数表达式如下：

步骤206，基于所述线性分割方法，根据SMZM输出光场对应的函数关系式(1)、SMZM调制臂的调制相移对应的函数关系式(3a)-(3d)以及SMZM调制臂的吸收损耗对应的函数关系式(4a)和(4b)，得到SMZM的输出光场与相移斜率的函数关系式。

假设χ_AB≈exp(α_{A_RF}(V_PN)-α_{B_RF_mean}(V_PN))为外加反向PN结电压导致的SMZM上臂与下臂产生的吸收损耗差；其中，α_{A_RF}(V_PN)表示SMZM外加反向PN结电压为V_PN时的上臂吸收损耗；α_{B_RF_mean}(V_PN)表示SMZM外加反向PN结电压为V_PN时下臂的吸收损耗。根据所述假设，得到γ_norm≈γχ_AB，其中，γ_norm为包含SMZM上下调制臂引起的不平衡吸收损耗和静态ER的动态ER的参数。因此，根据公式(4a)和(4b)可知，γ_norm不受时间的影响，因此，可将公式(1)简化为：

步骤207，基于拍频技术，利用波长可调的本地振荡光源LO输出的本振光信号与SMZM输出的调制光信号进行混频，从光域中得到混频光信号。

步骤208，利用两个光电探测二极管PD1、PD2构成平衡探测器，实现混频光信号到电流信号的转换，并将电流信号输出。其中，所述两个光电探测二极管组成的平衡探测器可以抑制直流电流，提升系统的抗噪声性能。

步骤209，利用低速的跨阻放大器TIA将所述两个光电探测二极管输出的电流信号进行放大，并将电流信号转换为电压信号输出至数字示波器。

步骤210，根据平衡探测法，分别得到两个光电探测二极管的输出电场与本振光信号幅度、本振光信号频率和SMZM输出光场的函数关系式：

其中，E_{OUT_PD1}(t)为光电探测二极管PD1输出电信号的幅度，E_{OUT_PD2}(t)为光电探测二极管PD2输出电信号的幅度；E_LO为本振光信号的幅度，ω_LO为本振光信号的频率，φ_LO为本振光信号的初始相位。

步骤211，基于两个光电探测二极管输出电场对应的函数关系式，即式(6a)和(6b)，得到光电探测二极管PD1和PD2输出的电流信号经所述跨阻放大器TIA放大转换后，平衡探测输出的拍频电信号的函数表达式：

P_{OUT_diff}(t)＝[E_{Sig_out}(t)^*E_LOexp(jω_Lot+jφ_Lo)+E_{Sig_out}(t)E_LO ^*exp(-jω_Lot-jφ_Lo) (7)

其中，*为共轭符号。

步骤212，根据所述SMZM的输出光场与相移斜率的函数关系式(5)以及平衡探测输出的拍频电信号的函数表达式(7)，分别得到SMZM相位偏置为0和π时拍频电信号的谱密度的函数表达式。

当偏置相位设置为最大值(即φ_{RF_A}(V_N-1)-φ_{RF_B}(V_N-1)+φ_BIAS＝0)时，产生的拍频电信号的谱密度如下：

当偏置相位设置为最小值(即φ_{RF_A}(V_N-1)-φ_{RF_B}(V_N-1)+φ_BIAS＝π)时，产生的拍频信号谱密度如下：

其中，J₀为0阶贝塞尔函数，J₁为1阶贝塞尔函数。

步骤213，基于实施例2中所述的测量系统，通过平衡探测法分别测量得到SMZM相位偏置为0和π时的拍频电信号及其一次谐波分量的幅度。

步骤214，根据测量得到的拍频电信号及其一次谐波分量的幅度，基于对应的拍频电信号的谱密度的函数表达式计算得到不同反向PN结电压下SMZM调制臂的相移斜率，进而拟合出SMZM调制臂的相移斜率与反向PN结电压的函数关系式。其中，相移斜率的计算过程具体如下：

根据公式(8)和(9)，SMZM的γ_norm(N)、K_{RF_A}(N)和K_{RF_B}(N)可以利用拍频电信号及其一次谐波分量的幅度计算得到。由于加载到SMZM上的射频调制信号很小，可利用拍频电信号及其一次谐波分量的比值，计算得到SMZM的γ_norm(N)、K_{RF_A}(N)和K_{RF_B}(N)，则根据公式(8)和(9)推导得到如下计算公式：

其中，V_{OUTdiff_0}和V_{OUTdiff_π}分别为偏置相位设置为最大值和最小值时所述跨阻放大器TIA的输出幅度，K_{RF_B}为K_{RF_B}(N)的简写，K_{RF_A}为K_{RF_A}(N)的简写；w_sig-w_Lo表征拍频电信号的频率；ω_m±ω_sig-ω_Lo表征拍频电信号的一次谐波分量的频率，V_{OUTdiff_π}(w_m±w_sig-w_Lo)表征偏置相位设置为最小值时的拍频电信号的一次谐波分量的幅度，V_{OUTdiff_0}(w_sig-w_Lo)表征偏置相位设置为最大值时的拍频电信号的幅度。由于计算过程中光电探测二极管的响应度和跨阻放大器TIA的增益都被消除，因此该方法可以实现无校准测量SMZM的相移曲线。

步骤215，根据所述SMZM调制臂的调制相移与相移斜率之间的线性表达式，即式(3c)、(3d)，以及所述SMZM调制臂的相移斜率与反向PN结电压的函数关系式，拟合得到SMZM调制臂的相移曲线，即所述SMZM调制臂的调制相移与反向PN结电压的函数关系式。

进一步地，如果需要得到不同调制信号频率下SMZM调制臂的相移曲线，则需要分别外加不同调制信号频率，按照步骤214拟合出不同调制信号频率下SMZM调制臂的相移斜率与反向PN结电压的函数关系式，进而按照步骤215拟合得到不同调制信号频率下SMZM调制臂的相移曲线。

例如，基于实施例2中所述的测量系统，可以分别测量得到调制信号频率为1GHz和10GHz时的相移斜率。在本实施例中，假设当调制信号频率(f_m)为1GHz时，调制光信号和本振光信号的频率差设置为0.15GHz(即f_beat＝0.15GHz)，利用所述测量系统分别得到不同反向PN结电压下SMZM的偏置相移为0和π时的拍频电信号及其一次谐波分量的幅度。在本实施例中，假设调制信号功率为0dBm，输出阻抗为50欧姆，测试时反向PN结电压的扫描范围从0V到6V，反向PN结电压扫描间隔为0.2V(即ΔV＝0.2V)。

基于以上测试，利用测量得到的拍频信号与其一次谐波分量的幅度的比值，计算出不同反向PN结电压下γ_norm(N)、K_{RF_A}(N)和K_{RF_B}(N)的值，进而拟合出在不同调制信号频率下SMZM调制臂相移斜率K_{RF_A}(N)和K_{RF_B}(N)分别与外加的反向PN结电压的函数关系式；然后根据不同调制信号频率下SMZM调制臂相移斜率与反向PN结电压的函数关系式，利用式(3c)、(3d)给出的SMZM调制臂的调制相移与相移斜率之间的线性表达式，拟合得到不同调制信号频率下SMZM上臂和下臂的相移曲线。

综上所述，本发明实施例提供的上述测量方法中，利用线性分割方法将SMZM的相移曲线分割为许多小段，使SMZM射频调制相移的三阶多项式线性化；根据平衡探测法测量得到的拍频电信号及其一次谐波分量，计算SMZM的相移斜率，进而拟合出不同调制信号频率下SMZM调制臂的相移曲线。这种方法不仅可以忽略测量过程中硅波导电吸收效应的影响，而且还利用了线性化的拍频法测量SMZM的相移斜率，作为基本的测试方法，拍频技术可以实现微波信号变频，将调制光信号从光谱映射到电谱，在外加微小射频调制信号的情况下，通过扫描外加的PN结反向电压即可得到不同调制信号频率下SMZM调制臂的相移曲线。另外，基于平衡探测法还可有效地抑制直流信号，提高系统的抗噪声能力。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。