具体实施方式

下面将结合本发明中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施，而不是全部的实施，基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做、出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种峰值保护电路，包括控制单元21和逆变单元20，还包括采样检测单元17和定时启动单元18，所述控制单元21上设置有输入端19、输出端22和参考电压端16，其中，所述采样检测单元17和定时启动单元18均与输入端19电连接，所述输出端22与逆变单元20电连接，所述逆变单元20与采样检测单元17电连接，所述输出端22还与定时启动单元18电连接，所述定时启动单元18与参考电压端16电连接。在本实施例中所述控制单元21为IC芯片，所述IC芯片优选为SG3525。

如图2所示，所述输入端19包括反向输入端1和同向输入端2，所述反向输入端1与采样检测单元17电连接，所述采样检测单元17包括采样电阻R0、检波二极管D23、第一限流电阻R64、积分电容C52和积分电阻R63，所述逆变单元20通过采样电阻R0与电源地连接，所述逆变单元20还与检波二极管D23连接，所述检波二极管D23通过第一限流电阻R64、积分电容C52和积分电阻R63与反向输入端1电连接。

在本实施例中，所述采样电阻R0的阻值优选为0.1欧姆，所述采样电阻为无感电阻，具有阻值低、精密度高的特点。所述采样电阻R0可采集逆变单元20中流经MOS管的电流值大小。

所述的检波二极管D23对逆变单元20输出的交流信号进行半波整流，半波整流后的信号对积分电容C52进行充电以保持整流后的脉动直流信号的峰值，得到较平缓的直流信号，此时平缓的直流信号的幅值即是逆变单元20瞬间输出的交流信号的峰值，并将峰值输入值控制单元21中。

所述输出端22包括PWM输出端24和补偿输出端9，其中，所述PWM输出端24与逆变单元20电连接，所述补偿输出端9与定时启动单元18电连接，所述定时启动单元18包括定时电容C51、第一分压电阻R61和第二分压电阻R62，其中，所述第一分压电阻R61一端与定时电容C51一端电连接，所述定时电容C51一端与同向输入端2电连接，所述定时电容C51另一端与补偿输出端9电连接，所述第一分压电阻R61一端还通过第二分压电阻R62与参考电压端16电连接，所述第一分压电阻R61的另一端与地电连接。

如图2至图3所示，所述PWM输出端24包括第一PWM输出端14和第二PWM输出端11，所述逆变单元20包括上桥逆变单元25和下桥逆变单元26，其中，所述第一PWM输出端14与上桥逆变单元25电连接，所述第二PWM输出端11与下桥逆变单元26电连接。由于第一PWM输出端14和第二PWM输出端11输出PWM波形相位相差180度，使得上桥逆变单元25和下桥逆变单元26在第一PWM输出端14和第二PWM输出端11的驱动下可以进行交替工作。

在本实施例中，所述参考电压端16的电压优选为5V，所述5V电压被第一分压电阻R61和第二分压电阻R62分压，分压后第一分压电阻R61两端电压为1.1V，由于第一分压电阻R61一端与控制单元的同向输入端2连接，第一分压电阻R61的另一端与电源地连接，所以同向输入端2处的电压也为1.1V，所述控制单元21中包含有比较器，所述反向输入端1和同向输入端2为比较器的两个输入端，其中，同向输入端2处的电压为1.1V，所述的1.1V为控制单元21中上的基准电压，若反向输入端1处的输入电压超过1.1V后，则控制单元21，则会停止PWM输出和补偿输出。

在正常工作状态下，补偿输出端9输出5V电压，由于，定时电容C51的一端与同向输入端2电连接，定时电容C51的另一端与补偿输出端9电连接，同向输入端2处的电压为1.1V，所以，在正常工作状态下，定时电容C51两端电压差值为3.9V。

若反向输入端1处的输入电压值超过了同向输入端2处的基准电压值，即超过了1.1V，则控制单元21停止输出PWM波，此时，逆变单元20由于缺少PWM驱动，则逆变单元20停止工作，同时，补偿输出端9处的输出电压也由5V减少至0V，由于电容两端的电压不会发生突变，所以，在补偿输出端9处的电压由5V变为0V时，同向输入端2处的电压由1.1V变为-3.9V，这样以使得定时电容C51两端电压仍为3.9V。

在同向输入端2处的电压变为-3.9V的瞬间，参考电压端16通过第二分压电阻R62开始为定时电容C51充电，使得同向输入单端2处的电压逐渐升高至基准电压值，即1.1V，此时，定时电容C51为充电状态，使得同向输入端2处的电压由-3.9V升压至1.1V，从-3.9V升压至1.1V的时间即时控制单元21再次定时启动的时间。

再次启动后，控制单元21的补偿输出端9再次输出5V电压值，PWM输出端输出PWM波至逆变单元20中，采样电阻R0进行逆变单元20中的电流采样，检波二极管D23、第一限流电阻R64、积分电容C52和积分电阻R63进行峰值提取，并将提取的峰值输入值反向输入端1处，控制单元21再次将反向输入端1处的电压值与同向输入端2处的电压值进行比较，若反向输入端处1处的电压值仍大于基准电压值，则说明逆变单元20中任然存在短路或者峰值过大的故障，则控制单元21再次停止PWM输出和补偿输出端9处的电压输出，此时定时电容C51再次进入定时充电状态，直至控制单元21启动后，反向输入端1处的电压值小于同向输入端处的基准电压值1.1V时，控制单元才正常输出PWM 波和补偿输出端9处的5V电压，以使得逆变单元20正常工作，所述控制单元21中包含有比较器和PWM发生器，当反向输入端1处的电压高于同向输入端2处的电压值时，比较器输出低电平信号，使得PWM发生器不再输出PWM波，若反向输入端1处的电压低于同向输入端2处的电压，则比较器输出高电平信号，PWM波正常输出。

如图3至图4所示，所述上桥逆变单元25和下桥逆变单元26中均包括倒相电路37、自举电路33和逆变电路，其中，所述倒相电路37通过自举电路33与逆变电路电连接，所述逆变电路与倒相电路37均与PWM输出端24电连接。

由于上桥逆变单元25与第一PWM输出端14连接，下桥逆变单元26与第二PWM输出端11连接，且第一PWM输出端14和第二PWM输出端11输出PWM波形相位相差180度，则使得上桥逆变单元25和下桥逆变单元26可以进行交替工作。

具体的工作过程为，如图3所示，若第一PWM输出端14输出的PWM波使得上桥逆变单元25中的驱动MOS管Q5导通，则第二PWM输出端11输出的PWM波使得下桥逆变单元26中的驱动MOS管Q6截止，而且由于倒相电路，同时导致上桥逆变单元25中的转换MOS管Q7的栅极电压为低电平不导通，下桥逆变单元26中的转换MOS管Q8的栅极电压为高电平导通，导通后，下桥逆变单元26中的转换MOS管Q8上的漏极D处的电压通过转换MOS管Q8上的源极S传输至逆变单元的输出端27上，同时上桥逆变单元25中的驱动MOS管Q5导通，使得驱动MOS管Q5中的漏极D1与驱动MOS管源极S1导通，这样在图3中与驱动MOS管Q5中的漏极D1相连接的逆变单元输出端27为低电平，与转换MOS管Q8中的源极S相连接的逆变单元输出端27输出为高电平。

若第一PWM输出端14输出的PWM波使得上桥逆变单元25中的驱动MOS管Q5截止，则第二PWM输出端11输出的PWM波使得下桥逆变单元26中的驱动MOS管Q6导通，由于倒相电路，使得上桥逆变单元中的转换MOS管Q7导通，下桥逆变单元中的转换MOS管Q8截止，此时上桥逆变单元中的转换MOS管Q7与下桥逆变单元中的驱动MOS管Q6配合使得逆变单元输出端27两端的电平信号发生反转。

这样随着第一PWM输出端14和第二PWM输出端11处的PWM波不断输出，使得逆变单元输出端27输出交变的电压信号，所述输出交变电压信号的幅值与转换MOS管漏极相连接的V4的电压值相同。

如图4所示，所述倒相电路37包括倒相三极管41、第二限流电阻42、第三限流电阻43和第四限流电阻40，其中，倒相三极管41的基极通过第二限流电阻42与第一PWM输出端14或第二PWM输出端11相连，倒相三极管41的基极还通过第三限流电阻43与倒相三极管41的发射极电连接，倒相三极管41的发射极与电源地电连接，倒相三极管41的集电极上设置有第一供电电源38和防回流二极管39，所述第一供电电源38通过防回流二极管39和第四限流电阻40与倒相三极管41集电极电连接，所述倒相三极管的基极与发射极连接，使得倒相三极管的集电极输出端的相位与基极相比发生180度的倒相。

所述自举电路33包括自举电容35和稳压二极管34，所述逆变桥电路包括驱动MOS管48、转换MOS管31、加速二极管46、第五限流电阻45、第六限流电阻44、第七限流电阻36、第一偏置电阻47、第二偏置电阻32、去耦电容29和输出防回流二极管28，其中，所述自举电容35一端与防回流二极管39电连接，所述自举电容35另一端与输出防回流二极管28的阳极电连接，所述输出防回流二极管28的阳极与转换MOS管31的源极电连接，所述转换MOS管31的源极通过稳压二极管34和第二偏置电阻32与转换MOS管31的栅极电连接，所述稳压二极管34的阴极与转换MOS管31的栅极连接，转换MOS管31的栅极通过第七限流电阻36与倒相三极管41的集电极电连接，转换MOS管31的漏极上设置有第二供电电源30，所述第二供电电源30与去耦电容29旁路连接，所述第二供电电源30和去耦电容30均与转换MOS管31的漏极连接，所述去耦电容30可以除去第二供电电源中的杂波干扰。所述稳压二极管34在转换MOS管31的栅极和源极之间起到稳压保护作用，保护转换MOS管31的PN结不会被击穿。

所述倒相电路37使得波形信号在倒相三极管41的集电极输出端发生倒相，使得逆变电路中仅有一个MOS管发生导通，具体为若有PWM波输出至逆变单元中时，PWM波分两路进行传输，如图4所示，一路的PWM波经过驱动MOS管48，使得驱动MOS管48变为导通状态，而另一路PWM波经过第二限流电阻42传送至倒相三极管41的基极处，而由于倒相三极管41的基极与倒相三极管的发射极为连接状态，则使得倒相三极管41处集电极输出信号的相位进行倒相180度，倒相180度的PWM信号，由于电平信号发生反转无法使得图4中的转换MOS管31导通。

而且，由于在驱动MOS管48的导通以及倒相三极管41的导通，使得第一供电电源38通过防回流二极管39为自举电容35进行充电，在PWM信号的下一时刻，驱动MOS管48和倒相三极管41同为截止状态，此时，自举电容35两端的积累的充电电压通过第四限流电阻40和第七限流电阻36使得转换MOS管31导通，转换MOS管31的漏极处的电压经过转换MOS管31上的源极和输出防回流二极管28流向逆变单元输出端27处 ，完成电压信号的一次转换。

所述输出防回流二极管28的阴极与驱动MOS管48的漏极连接，所述驱动MOS管48的漏极与逆变单元的输出端27电连接，驱动MOS管48的源极与分别与采样电阻R0和检波二极管D23电连接，驱动MOS管48上的源极通过第一偏置电阻47与驱动MOS管48上的栅极连接，驱动MOS管48上的栅极通过加速二极管46、第五限流电阻45和第六限流电阻44与所述PWM输出端24电连接。所述加速二极管46可以使得驱动MOS管48具有快速关断，缓慢导通的技术效果，以保护驱动MOS管，减少短路的风险。

如图2所以，所述控制单元21上还设置有电源输入端、控制端和软启动端8，所述软启动端8设置有软启动电路23，所述软启动电路23包括放电三极管Q11、第三分压电阻RR、第四分压电阻RA、第八限流电阻R45和第二定时电容C18，所述第四分压电阻RA一端与参考电压端16电连接，所述第四分压电阻RA另一端通过第三分压电阻RR和第二定时电容C18与放电三极管Q11的发射极电连接，放电三极管Q11的发射极与地连接，放电三极管Q11的发射极与集电极之间还并联有第三分压电阻RR和第二定时电容C18，所述放电三极管Q11的集电极与软启动端8电连接，放电三极管Q11的基极通过第八限流电阻R45与驱动MOS管48的源极电连接。

所述软启动端8可以加快控制单元21的开启，所述控制单元21内设置有恒流源可以为第二定时电容C18充电，当第二定时电容C18充电至预定电压值后，所述控制单元21会启动工作，而本实施例中第二定时电容C18还可以通过参考电压端16和第四分压电阻RA为第二定时电容C18充电，加速了第二定时电容C18的充电时间，也就是缩短了控制单元21的启动时间，提高工作效果。

若逆变单元20中出现过流现象时，放电三极管Q11的基电极电压升高，使得放电三极管Q11导通，此时第二定时电容C18为通过放电三极管Q11的集电极和发射极开始放电，第二定时电容C18放电至一定状态时，控制单元21也会停止工作，进一步对电路进行了保护。

所述电源输入端包括高电平端15、地端12和PWM供电端13，所述高电平端15和PWM供电端13均与第一供电电源38电连接，所述地端12与地电连接，所述高电平端15与地端12之间设置有滤波电容C110, 所述高电平端15通过滤波电容C110与地端12电连接，所述控制端包括同步端3、振荡器输出端4、振荡电容接入端5、振荡电阻接入端6、放电端7和闭锁控制端10，其中，所述同步端3和振荡器输出端4为悬空状态，所述振荡电容接入端5上设置有第三定时电容C17，所述振荡电阻接入端6上设置有定时电阻R50，所述放电端7上设置有放电电阻R51，所述振荡电容接入端5通过第三定时电容C17与地电连接，所述振荡电阻接入端6通过定时电阻R50与地电连接，所述放电端7通过放电电阻R51和第三定时电容C17与地电连接，所述闭锁控制端与地电连接。所述高电平端15和地端12和PWM供电端13为控制单元正常工作提供合适的电压值，所述闭锁控制端与地电连接保证了控制单元21的正常启动，所述同步端3、振荡器输出端4、振荡电容接入端5、振荡电阻接入端6和放电端为控制单元21输出的PWM波提供时钟基准。

如图5为峰值保护电路的总体电路结构。

所述峰值保护电路的具体工作过程如下：

正常工作时，控制单元21输出两路相位相反的PWM信号，两路相位相反的PWM信号上桥逆变单元25和下桥逆变单元26交替导通，上桥逆变单元25驱动MOS管Q5导通，下桥逆变单元26中的转换MOS管Q8导通，并将V4电压至传输至逆变单元输出端27的一端，在下一时刻PWM信号到来时，下桥逆变单元26中的驱动MOS管Q6导通上桥逆变单元25中的转换MOS管Q7导通，转换MOS管Q7将V4电压传输至逆变单元输出端27的另一端。PWM信号周期变化，使得逆变单元输出端27上的电压信号相位也交替变化，输出交变电压。

若逆变单元输出端27上的电流过大时，驱动MOS管Q6源极电压或驱动MOS管Q6上的源极电压与采样检测单元17和软启动电路23连接，采样检测单元17将电流信号转换为电压信号输入至控制单元21中进比较，若超过基准电压，则控制单元26停止输出PWM波和补偿输出，同时软启动电路23使得第二定时电容C18同时进行放电，加速了控制单元停止输出PWM波和补偿波的速度，控制单元26无PWM波输出后，逆变单元20停止逆变工作，对电路起到有效保护作用，并且补偿输出端9停止输出，定时启动单元18开始为定时电容C51充电，以使得控制单元21再次启动输出，同时参考电压端16也为第二定时电容C18进行充电加速了控制单元26的启动时间。

本发明有能对逆变电路的过流和瞬间的高峰值进行检测，超过设定的基准电压后，可以有效停止逆变输出，对电路进行保护，而且具有定时自启功能，具有安全高效的有益效果。

本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。