一种高带宽低功耗的缓冲电路
阅读说明：本技术 一种高带宽低功耗的缓冲电路 (Buffer circuit with high bandwidth and low power consumption ) 是由 李荣宽 李思颖 于 2020-12-08 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种高带宽低功耗的缓冲电路,涉及集成电路领域。该缓冲电路采用左半平面零点与非主极点相抵消的方式降低功耗,使电路能在驱动非常大的电容负载时,允许一个常规放大器被一个小的反馈补偿电容C-C稳定。而小的反馈补偿电容能使GBW在不增加功耗的情况下变大,达到高带宽却低功耗的性能。(The invention discloses a buffer circuit with high bandwidth and low power consumption, and relates to the field of integrated circuits. The buffer circuit reduces power consumption by offsetting a left half-plane zero and a non-dominant pole, so that the circuit can allow a conventional amplifier to be compensated by a small feedback compensation capacitor C when a very large capacitive load is driven C And (4) stabilizing. And the small feedback compensation capacitor can make GBW bigger without increasing power consumption, and achieve the performance of high bandwidth but low power consumption.)
技术领域
本发明涉及集成电路领域，尤其涉及一种高带宽低功耗的缓冲电路。
背景技术
在集成电路中，带隙基准电压源能够达到极高的温度系数和电源抑制比，因此被大量应用到各类芯片中，例如LDO、DCDC、ADC和DAC等。基准电压源输出端外接大电容可以稳定基准电压，但在中高速度ADC的应用中，片外大电容与封装线的寄生电感会产生谐振,严重限制电容稳定参考电压的能力。此时需要片内产生基准电压并增加缓冲电路(如图2所示)来提供稳定的参考电压，这就要求设计的缓冲电路需要有极高的带宽和驱动能力。
现有的技术结构，主要是利用加大缓冲电路(如图3所示)的电流来实现高带宽的性能，这必然导致功耗增大。由公式GBW＝gm1/Cm1可以看出，在CL确定比较大时，为了保证电路稳定，一般有Cm1＝4gm1·CL/gm3，也就是Cm1会比较大，要增加带宽只能通过增大gm1(gm1＝ID1/(VGS-VT))实现，也就是增大流经G1的电流ID1。因此，要实现高带宽必增加电路功耗。
发明内容
针对上述问题，本发明提出了一种高带宽低功耗的缓冲电路。本发明的高带宽低功耗的缓冲电路结构包括电压跨导放大器G1、G2、G4、G5、G6和G7、电流跨导G3、输入电阻Rc、输出电阻R1、R2、R3、等效输出电容C1、C2、输出电容CL和内部补偿极点电容CC；第一级前向放大器由G1、G2、G3和G3的等效输入电阻Rc组成，第二级前向放大器为G4，第三级前向放大器为G5；第一前馈跨导G6,第二前馈跨导G7。第一级前向放大器的等效输出电阻R1和等效输出电容C1；第二级前向放大器的等效输出电阻R2和等效输出电容C2；第三级前向放大器的等效输出电阻R3和输出电容CL；内部补偿极点电容CC。
所述高带宽低功耗的缓冲电路的输入VIN接到电压跨导放大器G1和G2的输入端，电压跨导放大器G1的输出连接电流跨导G3的输入、电压跨导放大器G6和G7的输入、电容Cc的一端和电阻Rc的一端；电阻Rc的另一端接地；电流跨导G3的输出连接电压跨导放大器G2的输出、电压跨导放大器G4的输入、电阻R1的一端和电容C1的一端；电阻R1的另一端和电容C1的另一端接地；电压跨导放大器G4的输出连接电压跨导放大器G6的输出、电压跨导放大器G5的输入、电阻R2的一端和电容C2的一端；电阻R2的另一端和电容C2的另一端接地；电压跨导放大器G5的输出连接电压跨导放大器G7的输出、电阻R3的一端、电容CL的一端和电容Cc的另一端；电阻R3的另一端和电容CL的另一端接地；电压跨导放大器G5的输出为所述高带宽低功耗的缓冲电路的输出VOUT。
本发明提出的一种高带宽低功耗的缓冲电路，其特点是采用左半平面零点与非主极点相抵消的方式降低功耗，使电路能在驱动非常大的电容负载时，允许一个常规放大器被一个小的反馈补偿电容CC稳定。而小的反馈补偿电容能使GBW在不增加功耗的情况下变大，达到高带宽却低功耗的性能。
附图说明
图1是本发明的高带宽低功耗的缓冲电路结构示意图；
图2是现有的一种带缓冲电路的带隙基准源框架图；
图3是常见的缓冲电路的结构示意图。
具体实施方式
下面通过具体实施例和附图对本发明做进一步详细说明。
如图1所示，图1为本发明的高带宽低功耗的缓冲电路结构示意图，本发明的高带宽低功耗的缓冲电路结构包括电压跨导放大器G1、G2、G4、G5、G6和G7、电流跨导G3、输入电阻Rc、输出电阻R1、R2、R3、等效输出电容C1、C2、输出电容CL和内部补偿极点电容CC；第一级前向放大器由G1、G2、G3和G3的等效输入电阻Rc组成，第二级前向放大器为G4，第三级前向放大器为G5；第一前馈跨导G6,第二前馈跨导G7。第一级前向放大器的等效输出电阻R1和等效输出电容C1；第二级前向放大器的等效输出电阻R2和等效输出电容C2；第三级前向放大器的等效输出电阻R3和输出电容CL；内部补偿极点电容CC。
所述高带宽低功耗的缓冲电路的输入VIN接到电压跨导放大器G1和G2的输入端，电压跨导放大器G1的输出连接电流跨导G3的输入、电压跨导放大器G6和G7的输入、电容Cc的一端和电阻Rc的一端；电阻Rc的另一端接地；电流跨导G3的输出连接电压跨导放大器G2的输出、电压跨导放大器G4的输入、电阻R1的一端和电容C1的一端；电阻R1的另一端和电容C1的另一端接地；电压跨导放大器G4的输出连接电压跨导放大器G6的输出、电压跨导放大器G5的输入、电阻R2的一端和电容C2的一端；电阻R2的另一端和电容C2的另一端接地；电压跨导放大器G5的输出连接电压跨导放大器G7的输出、电阻R3的一端、电容CL的一端和电容Cc的另一端；电阻R3的另一端和电容CL的另一端接地；电压跨导放大器G5的输出为所述高带宽低功耗的缓冲电路的输出VOUT。
通过图1可以得到整个高带宽低功耗的缓冲电路的传输函数：
所述高带宽低功耗的缓冲电路一共有三个零点z1、z2和z3，四个极点p1、p2、p3和p4。p2和p3为共轭复极点，由1+a1s+a2s2多项式得到。
其中：
ADC＝gm1gm2gm3R1R2R3 (2)
其中，ADC表示直流增益，gm1为对应跨导放大器G1和G2的跨导参数，gm2为对应跨导放大器G4的跨导参数，gm3为对应跨导放大器G5的跨导参数，gmc1为对应跨导放大器G3的跨导参数，gmf1为对应跨导放大器G6的跨导参数，gmf2为对应跨导放大器G7的跨导参数。
通过对二次多项式1+a1s+a2s2的分析，其自然频率ωn和品质因数Q为：
本发明利用第一个和第二个左半平面零点z1和z2来补偿共轭复极点p2和p3对闭环稳定性影响。而且，利用第三个左半平面零点z3进一步提高相位裕度。更具体地要在理论上得到精确的相位补偿，通过将z1和z2分别放置在2ωGBW和3ωGBW上完成，将多项式的ωn放置在为了保证二次多项式对电路稳定性无太大影响，其Q值设为最后可以得出CC和CL之间的关系为：
由公式(13)看出，CC与CL的平方根成正比，又由于gm3>gmc1，gm2R2为第二级增益>>1，C1寄生电容非常小，可以得出结论表明，CC远小于CL的值，因此本发明能够使用小电流在超大电容负载下达到大的带宽。
现有技术的电路结构(如图3)为了实现缓冲电路的稳定性(公式Cm1＝4gm1·CL/gm3)和高带宽(公式GBW＝gm1/Cm1)，在负载电容CL增大时，所需的稳定电容Cm1非常大，为了维持带宽不变需增大gm1，带来的附加效应就是电流(公式gm1＝ID1/(VGS-VT))急剧增大；而本发明的电路结构(如图1)当实现与现有技术结构相同带宽的情况下，通过本发明的电路结构可以减小所需的稳定电容CC(公式在和普通结构相同负载CL和带宽的情况下，一般令等于1，如果让现有结构的Cm1公式中(4gm1/gm3)部分也等于1，对比Cm1＝CL和这两个稳定电容的值可知，本发明的结构通过减小稳定电容的方式能达到大大降低功耗的目的)。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
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