具体实施方式

一些单模式滤波器通常是由具有高Q(低损耗)特性的电介质谐振器形成的，从而实现了与空腔滤波器相比具有减小的尺寸的高度选择性滤波器。这样的单模式滤波器往往被构造为分开的物理电介质谐振器的级联，其中在所述电介质谐振器与其对应的端口之间具有各种耦合。此外，这样的单模式滤波器可以包括由具有所谓“圆柱盘(puck)”形状的陶瓷材料形成的分立谐振器的网络，其中每一个谐振器具有单一主导谐振频率或模式。通过在谐振器位于其中的空腔之间提供开口而将这些谐振器耦合在一起。通常来说，提供可以被调谐在特定频率处以便提供所期望的滤波器响应的传输极点或“零点”。在商业应用中通常将需要一定数目的谐振器来实现适当的滤波特性，从而导致相对较大的尺寸。

多模式滤波器通常在单个物理主体中实施几个谐振器，从而可以实现滤波器尺寸减小，并且所得到的滤波器可以在许多不同模式下谐振。作为一个实例，镀银电介质主体可以在许多不同模式下谐振，从而使得这些模式当中的每一种可以充当滤波器中的其中一个谐振器。为了提供实用的多模式滤波器，有必要耦合单个主体内的各种模式之间的能量。实施这样的多模式滤波器的一种典型方式是把来自输入端口的能量选择性地耦合到各种模式当中的第一种。随后通过将特定的缺陷引入到主体的形状中而将储存在第一模式中的能量耦合到谐振器内的不同模式。通过这种方式，可以按照类似于传统的单模式滤波器的方式，将多模式滤波器实施为谐振器的有效级联。这种多模式滤波器设计进一步得到了可以被调谐来提供所期望的滤波器响应的传输极点。

如在美国专利公开号2015/0380799A1中所描述的一种紧凑型射频(RF)滤波器包括由通过接口处的孔径耦合在一起的各个镀银谐振器零件(也就是单模式平板和三模式立方体)制成的多模式滤波器。这种设计与前面提到的多模式滤波器设计的不同之处在于，假设多模式结构的各种模式被平行地从输入耦合到输出，并且在各种模式之间没有耦合。通过这种方式，在主体的形状中不需要缺陷，并且允许这种滤波器类型使用完美的长方体。传输零点是通过进入到各种模式中的平行耦合的幅度和相位比值所形成的，而不是通过跨越谐振器的非邻近交叉耦合所形成的。此外，这种滤波器解决方案减少了有源天线上的冷却需求，支持空间效率、功率处理和效率、吞吐量以及多频带实现方式。通过这种方式，无线电装备销售商可以部署这种滤波器设计，以便应对销售商的现场基站部署所面对的发热、输出和多频带能力挑战。此外，这种滤波器设计采用盲深度孔洞从外部耦合到滤波器的几块平板当中的第一块和最后一块平板中，同时采用三个正方形孔径将平板耦合到立方体。盲深度孔洞越深，外部耦合就越多(同时孔径越大)并且平板到立方体耦合也越多。但是孔洞深度和孔径尺寸的限度是有限的，从而把可实现的最大带宽限制到近似5％的分数带宽(也就是1800MHz中心频率处的90MHz带宽，或者3600MHz处的180MHz带宽)。

因此，希望有一种具有增强的带宽能力的改进的多模式带通滤波器。

根据各个实施例，提供一种改进的多模式带通滤波器，其中在对应的末端平板中具有通孔并且在平板-立方体接口的相对角落处具有两个三角形孔径，从而提供增强的带宽能力。

图1示出了根据一个实施例的多模式滤波器100的示意性透视图。更具体来说，作为说明，多模式滤波器100包括谐振器120，谐振器120具有作为矩形棱柱(也就是长方体)的多个谐振器主体(也就是谐振器主体105-1、105-2、105-3、105-4和105-5)。谐振器120是从具有适当的电介质属性的电介质材料(例如陶瓷)的实心主体制造的。此外，谐振器120可以是例如包括具有不同电介质属性的各层材料的多层主体。谐振器120可以包括导电材料的外部涂层(也就是金属化层)，所述导电材料可以是由银或者比如金、铜等其他众所周知的材料制成的。正如后面进一步详述的那样，所述导电材料可以被施加到谐振器的一个或多个表面，并且形成耦合孔径的表面区域可以不加涂层，以便允许信号耦合到谐振器120的主体中。

谐振器主体105-1、105-2、105-3、105-4和105-5在本文中替换地被称作“平板”，并且在图1中分别被示出为平板S₁、平板S₂、平板S₃、平板S₄和平板S₅。根据所述实施例，多模式滤波器100的总体长度d为27mm，并且对应的谐振器主体的近似规格(x、y和z)是：对于谐振器主体105-1和105-5是11.575mm×15.196mm×2.30mm，对于谐振器主体105-2和105-4是11.575mm×15.196mm×4.50mm，以及11.536mm×15.196mm×12.551mm。此外，谐振器主体105-1、105-2、105-3和105-4分别是单模式谐振器，并且谐振器主体105-3是多模式谐振器。当然，前面提到的规格是说明性的，根据本文中所公开的原理，其他形状和谐振器尺寸也是可能的。

应当认识到，多模式滤波器100所能支持的模式的数目在很大程度上是每一个谐振器主体的形状的函数。由于可以被容易地并且相对便宜地制造，长方体结构是特别有利的，并且正如后面进一步详述的那样，例如通过将多个谐振器主体相接触地安排可以很容易地将这样的结构装配在一起。此外，长方体结构通常具有明确定义的谐振模式，从而使得耦合孔径安排的配置更加容易。此外，使用长方体结构提供了平面状的表面或面部，从而可以将孔径安排在与这样的平面状表面平行的平面中，其中可选地通过其上的金属化的缺失而形成孔径。因此，虽然立方体/长方体谐振器是本文中的主要焦点，从而在立方体或长方体的情况下支持多达三种(即简单、非退化)模式，但是根据本文中所公开的原理，其他形状和数目的模式也是可能的。

如图所示，多模式滤波器100还具有作为每一对谐振器主体或平板之间的耦合结构的多个耦合孔径节段(即分别是孔径耦合节段110-1、110-2、110-3、110-4、110-5和110-6)。对应的孔径是通过金属化的缺失而构成的(每一个谐振器主体被封装在一个金属化层中，为了清楚起见未在图中示出)，谐振器主体的其余部分则被基本上封装在其金属化层中。举例来说，形成耦合孔径节段110-1到110-6的方式可以是通过对围绕对应的谐振器主体的金属化进行(化学或机械)蚀刻，以便移除金属化并且形成形成(多个)耦合孔径节段。或者，还可以通过其他机制来形成耦合孔径节段，比如产生具有对应的孔径的形状的掩模并且暂时把掩模附着到谐振器主体的表面上的特定位置，在谐振器主体的基本上所有表面积上喷涂或者通过其他方式沉积一个导电层(即金属化层)，并且随后从谐振器移除掩模从而在金属化中留下所期望的孔径。

如图所示，多模式滤波器100具有把输入150连接到平板对S₁和S₂之间的孔径节段110-1(在本文中也被称作“靶眼”耦合结构)的中心的通孔125-1。类似地，通孔125-2把输出140连接到平板对S₅和S₄之间的孔径节段110-6(在本文中也被称作“靶眼”耦合结构)的中心的通孔125-2。在这种配置中，谐振器120的结构可以被描述为所谓的末端抽头哑铃形状半波长低Q谐振器，其中可用的外部耦合的数量具有可观的增加。

应当认识到，在某些情形中，单个谐振器主体无法提供足够的性能(例如在带外信号的衰减方面)。因此，通过提供串联安排的两个或更多谐振器主体以便促进增强滤波器性能，比如多模式滤波器100中的配置，可以改进滤波器的总体性能。例如考虑通常紧接在采用单模式谐振器(例如前面所描述的谐振器主体105-1/平板S₁)的谐振器主体外部存在的任意形式的电场(E场)和磁场(H场)的一般情况，其中所述单模式谐振器被使用在输入侧作为照明器以便包含将被耦合到多模式谐振器主体(例如前面所描述的谐振器主体105-3/平板S₃)中的场。本文中所使用的术语“照明器”指的是可以包含或发射E场、H场或者全部两种类型的场的任何物体、元件等等。也就是说，在所述一般情况下，考虑存在于单模式谐振器(例如前面所描述的谐振器主体105-1/平板S₁)中的E场和H场，其中这样的场将通过一个或多个任意形状的耦合孔径被耦合到多模式谐振器主体(例如前面所描述的谐振器主体105-3/平板S₃)中。多模式谐振器的形状将导致在多模式谐振器内激发各种谐振模式(例如X、Y和Z模式)所需要的任意形状的场指向。因此，多模式谐振器和照明器全部二者的场指向在连同耦合孔径的形状、尺寸和指向一起决定所实现的耦合程度方面是很重要的。

所述照明器包含一种或多种模式，每一种模式与所述多模式谐振器和耦合孔径集合一样具有其自身的场图型，所述耦合孔径集合也具有一系列模式，所述一系列模式具有其自身的场图型。从给定的照明器模式到给定的孔径模式的耦合孔径将由照明器和孔径场图型之间的覆盖程度决定。同样地，从给定的耦合孔径模式到给定的多模式谐振器模式的耦合将由孔径和多模式谐振器场图型之间的重叠给出。从给定的照明器模式到给定的多模式谐振器模式的耦合因此将是经过所有孔径模式的耦合的相量和。其结果是，与孔径对准以及随后与谐振器模式的矢量分量对准的H场的矢量分量连同孔径尺寸一起决定耦合的强度。如果所有矢量都对准，则通常将发生强耦合，同样地，如果存在不对准，则耦合程度被降低。此外，在E场的情况下，在决定耦合强度方面重要的主要是孔径的截面积及其在谐振器的面部的位置。因此，有可能控制对于多模式谐振器内的各种模式的耦合程度，并且因此有可能控制所得到的滤波器的通带和阻带特性。

也就是说，通过至少控制孔径安排的长度、宽度、位置及其相对于长方体的边缘的角度，可以在每一种滤波器模式下获得前面提到的对于耦合程度的控制。通过这种方式，根据图1中示出的实施例，孔径节段110-2、110-3、110-4和110-5被配置在特定的尺寸和指向中，以便实现谐振器主体105-3/平板S₃(多模式滤波器)与邻近的单模式滤波器(分别是谐振器主体105-2/平板S₂和谐振器主体105-4/平板S₄)之间的改进的耦合特性，从而增大多模式滤波器100的带宽。更具体来说，如图1中所示，在每一个平板-立方体接口(即接口130和接口135)的相对角落处采用两个三角形孔径，其中被配置在具有这样的三角形孔径的接口130(即平板S₂与平板S₃之间的平板-立方体接口)中的孔径节段110-2和孔径节段110-3彼此对角线相对，并且被配置在具有这样的三角形孔径的接口135(即平板S₃与平板S₄之间的平板-立方体接口)中的孔径节段110-4和孔径节段110-5彼此对角线相对。应当注意的是，虽然是在左上和右下(即具有对角线相对的孔径单元的平板-立方体接口的相对角落)示出，这只是同样与本文中所公开的原理一致的其他可能配置当中的一种可能配置。

从数学上来说，这些三角形孔径对是通过从填充接口(例如接口130和/或接口135)的更大矩形中减去一个旋转矩形而确定的。图2示出了根据所述实施例的孔径计算和配置。如图所示，配置200包括已从例如填充接口130的矩形210(其大于旋转矩形205)中减去的旋转矩形205。应当注意的是，所得到的三角形的六个角落当中的四个已被给出了转接半径(blend radius)235-1、235-2、235-3和235-4。应当认识到，所述转接半径避免了所得到的结构中的尖锐角落，从而促进其更容易的制造。用实心灰色示出的旋转矩形205具有至少三个滤波器响应参数kr215、kp 220和kn 225，所述参数定义矩形205的旋转(kr 215)和宽度(分别是kn 225和kp 220)。当旋转参数(即kr 215)是大约45度时(如图2中所示)，实现通带的任一侧的平衡滚降。随着kr旋转偏离45度，可以以另一侧为代价在通带的一侧实现更多滚降。

正如前面所提到的那样，kp 220和kn 225合起来定义矩形205相距平板/立方体接口(即接口130)的中心230的宽度。如图2中所示，作为说明，对应的宽度参数是从穿过中心230的中心线测量的。通过这种方式，更小的kp数值导致更大的三角形孔径(例如孔径节段110-2)，更大的kn数值则导致更小的三角形孔径节段110-2。类似地，较小的kn数值导致更大的三角形孔径(例如孔径节段110-3)，更大的kn数值则导致对应于孔径节段110-3的更小三角形孔径。此外，kp/kn的比值决定多模式滤波器的选择性。较小的kp数值和较大的kn数值允许众所周知的Chebyshev滤波器或者具有缓慢滚降的类似滤波器，随着kn减小并且逼近kp，滤波器的选择性随着传输零点向通带靠近而增强。对应于图3中示出的滤波器响应的三个滤波器响应参数是kp 220＝4.1mm，kn225＝5.0mm，以及kr 215＝与垂直x轴成37度。正如后文中进一步讨论的那样，所示出的孔径(即孔径节段110-2和110-3)产生如图3中所示的来自多模式滤波器100的滤波器响应。

根据所述实施例，如图1中所示，谐振器主体105-3(例如三模式长方体)具有三种模式，其频率跨越滤波器通带。孔径节段110-2(即如前面所详述地那样定义和配置的三角形孔径)允许从谐振器105-2/平板S₂到谐振器主体105-3的全部三种前面提到的长方体模式的近似相等的耦合。这就在滤波器通带的任一侧得到非常慢的滚降。为了提高滤波器的选择性，孔径节段110-3把平板S₃相长(即同相)耦合到长方体的中间模式，但是把平板S₃分别相消(即异相)耦合到长方体的低模式和高模式。因此，根据所述实施例，孔径节段110-2的定义和配置增加通带的任一侧的滚降，从而随着孔径节段110-3的尺寸增大(或者kn 225的宽度数值减小，正如前面所描述的那样)而提高滤波器选择性并且把完美抵消的两点(即传输零点)带到更靠近通带。

有利的是，根据所述实施例，假设多模式结构的各种模式被平行地从输入耦合到输出，并且在各种模式之间没有耦合。通过这种方式，在主体的形状中不需要缺陷，并且允许这种滤波器类型使用完美的长方体。传输零点是通过进入到各种模式中的平行耦合的幅度和相位比值所形成的，而不是通过跨越谐振器的非邻近交叉耦合所形成的。

如图3中所示，滤波器响应300包括以分贝数(dB)示出从每一个滤波器端口反射的能量比值的曲线305、310、315和320。这些曲线(应当注意的是，在图3中曲线310和315是完全相同的并且彼此重叠)示出并且表示根据所述实施例的增强的滤波器选择性。也就是说，在3380MHz以下和3820MHz以上，被传输经过多模式滤波器100的能量非常少，同时在3400到3800MHz之间，经过这样的滤波器所损失的能量非常少。鉴于在3400到3800MHz之间所反射的能量的数量非常小(>-20dB)，所示出的少量传输损耗(主要是在频带边缘之间)是由于材料电阻耗散(即插入损耗)。

图4示出了根据所述实施例的具有多模式滤波器的布局优化，所述多模式滤波器在印刷电路板中配置有集成的低通滤波器。如图所示，布局400包括如前面所详述的那样与多模式滤波器200类似地配置的多模式滤波器405，所述多模式滤波器405与印刷电路板(PCB)410和印刷电路板415集成在一起。根据所述实施例，PCB 410具有作为带线被嵌入其中的具有输出455的集成低通滤波器420。作为说明，PCB 410是具有15×12mm的总体尺寸的双层板。如图4中所示，去到低通滤波器的输入450是来自多模式滤波器405中的上一个谐振器节段/平板(例如谐振器主体105-5/平板S₅)的输出，所述多模式滤波器405径向地向外延伸从而连接到反射谐振器430-1，所述反射谐振器430-1是多个这样的反射谐振器当中的一个(其他的是430-2、430-3、430-3、430-4和430-5)。此外，带内传输谐振器425-1、425-2、425-3和425-4在通过所述多个反射谐振器分开(即分隔440)的圆弧配置中环绕输入455。通过这种方式，传输谐振器425-1、425-2、425-3和425-4与输入455保持足够的距离(近似3mm)，以便保持根据所述实施例使用接地通路445进一步增强的高度隔离。

根据所述实施例，布局400在给定的足迹中最大化隔离的同时最小化插入损耗。也就是说，通过具有高度的极点零点灵活性，低通滤波器420允许在最大化隔离的同时最小化插入损耗。根据所述实施例，这些“极点”与四个带内传输谐振器425-1、425-2、425-3和425-4相关联并且是从所述传输谐振器导出。反过来，“零点”与五个反射谐振器430-1、430-2、430-3、430-3、430-4和430-5相关联并且是从所述反射谐振器导出。应当认识到，这种配置提供了参数化的自由度(也就是轨道宽度和长度)，从而使得通过使用优化可以按照需要将四个极点定位来最大化低通滤波器420的带宽(即最小化插入损耗)，同时可以将零点定位来仅仅最大化衰减。

图5示出了根据一个实施例的图4中所示的多模式滤波器405的示意性透视图。具体来说，多模式滤波器405包括作为矩形棱柱(即长方体)的多个谐振器主体(即谐振器主体505、510、515、520和525；其在图中也分别被标识为平板S₁、S₂、S₃、S₄和S₅)。多模式滤波器405具有把接入自印刷电路板415的输入(未示出)连接到平板对S₁和S₂之间的孔径节段535-1的中心的通孔530-1。类似地，通孔530-2把输出450连接到平板对S₅和S₄之间的孔径节段535-6的中心(之前所描述的“靶眼”耦合结构)，并且最终输出到与低通滤波器420集成在一起的印刷电路板410。正如前面所详述的那样，这种谐振器结构可以被描述为末端抽头哑铃形状半波长低Q谐振器，其中可用的外部耦合的数量具有可观的增加。

正如前面所详述的那样，多模式滤波器405还包括作为每一对谐振器主体或平板之间的耦合结构的多个耦合孔径节段(即分别是孔径耦合节段535-1、535-2、535-3、535-4和535-5)。在图5所示的配置中，在每一个平板-立方体接口(即接口540和接口545)的相对角落处采用两个三角形孔径，其中被配置在具有这样的三角形孔径的接口540(即平板S₂与平板S₃之间的平板-立方体接口)中的孔径节段535-2和孔径节段535-3彼此对角线相对，并且被配置在具有这样的三角形孔径的接口545(即平板S₃与平板S₄之间的平板-立方体接口)中的孔径节段535-4和孔径节段535-5彼此对角线相对。

图6示出了来自图5的在印刷电路板中配置有集成的低通滤波器的多模式滤波器的说明性滤波器响应600。如图所示，滤波器响应600说明了该实施例配置的某些优点，比如阻断了多模式滤波器(作为说明是陶瓷滤波器)的乱真滤波器模式，正如通过低通滤波器响应605所表明的那样。在低通滤波器响应605中，从5000MHz到6000MHz有三个低通滤波器传输零点，以便实现65dB衰减规范。在没有低通滤波器420的情况下，组合响应610将通过5000MHz以上的接近零dB的所有这样的乱真尖峰。此外，低通滤波器420的反射响应615在通带中足够低，从而使得对于组合响应610的影响在通带中是最小的。也就是说，低通滤波器420从3400到3800MHz基本上是透明的，但是阻断5000MHz以上的所有内容。

前面的具体实施方式部分应当被理解为在每一方面都是说明性和示例性而不是限制性的，并且本文中的公开内容的范围不是由具体实施方式部分决定，而是由根据专利法所允许的全部范围所解释的权利要求决定。应当理解的是，本文中示出并描述的实施例仅仅是说明本公开内容的原理，在不背离其范围和精神的情况下，本领域技术人员可以实施各种修改。在不背离本公开内容的范围和精神的情况下，本领域技术人员可以实施各种其他特征组合。