阅读说明：本技术 用于毫米波5g通信的具有可重配置带宽的宽带低噪声放大器(lna) (Wideband Low Noise Amplifier (LNA) with reconfigurable bandwidth for millimeter wave 5G communications ) 是由 黄敏祐 王�华 托马斯·陈 迟太运 于 2019-05-21 设计创作，主要内容包括：根据一个实施例,低噪声放大器(LNA)电路包括第一放大器级,该第一放大器级包括：第一晶体管；第二晶体管,其耦接至第一晶体管；第一电感器,其耦接在输入端口与第一晶体管的栅极之间；以及第二电感器,其耦接至第一晶体管的源极,其中,第一电感器和第二电感器分别与第一晶体管的栅极电容谐振以用于双谐振。LNA电路包括第二放大器级,该第二放大器级包括：第三晶体管；第四晶体管,其耦接在第三晶体管与输出端口之间；以及无源网络,其耦接至第三晶体管的栅极。LNA电路包括电容器,其耦接在第一放大器级与第二放大器级之间,其中,电容器将无源网络的阻抗变换至第一放大器级的最佳负载。(According to one embodiment, a Low Noise Amplifier (LNA) circuit includes a first amplifier stage comprising: a first transistor; a second transistor coupled to the first transistor; a first inductor coupled between the input port and the gate of the first transistor; and a second inductor coupled to a source of the first transistor, wherein the first inductor and the second inductor respectively resonate with a gate capacitance of the first transistor for dual resonance. The LNA circuit comprises a second amplifier stage comprising: a third transistor; a fourth transistor coupled between the third transistor and the output port; and a passive network coupled to the gate of the third transistor. The LNA circuit comprises a capacitor coupled between the first amplifier stage and the second amplifier stage, wherein the capacitor transforms the impedance of the passive network to an optimal load for the first amplifier stage.)

具体实施方式

将参考以下所讨论的详情描述本发明的各种实施例和方面，并且附图将示出各种实施例。以下的描述和附图是对本发明的说明并且不应被解释为限制本发明。描述了许多具体详情以提供对本发明的各种实施例的透彻理解。然而，在某些情况下，未描述总所周知的或常规的详情，以提供本发明的实施例的简明讨论。

说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用意指结合该实施例所描述的具体特征、结构或特性可以包括在本发明的至少一个实施例中。短语“在一个实施例中”在本说明书中的各个地方的出现不一定全部是指相同的实施例。

注意，在实施例的相应附图中，信号用线表示。一些线可能更粗，以指示更多的组成信号路径，以及/或者一些线在一个或多个端部具有箭头，以指示主要信息流方向。这样的指示并不旨在是限制性的。相反，这些线结合一个或多个典型实施例来使用以便于更容易地理解电路或逻辑单元。如由设计需求或偏好所指示的，任何所表示的信号可以实际上包括可在任一方向上行进且可用任何合适类型的信号方案实施的一个或多个信号。

贯穿本说明书，并且在权利要求书中，术语“连接(connect)”意指所连接的东西之间的在没有任何中间装置的情况下的直接电连接。术语“耦接(couple)”意指所连接的东西之间的直接电连接，或者通过一个或多个无源或有源中间装置的间接连接。术语“电路”意指被布置成彼此协作以提供期望功能的一个或多个无源和/或有源组件。术语“信号”意指至少一个电流信号、电压信号或数据/时钟信号。“a”、“an”和“the”的含义包括复数引用。“在…中”的含义包括“在…中”和“在…上”。

如这里所使用的，除非另有规定，否则使用序数形容词“第一”、“第二”、和“第三”等来描述共同对象仅指示类似对象的不同实例被提及，并且不旨在暗示如此描述的对象在时间上、空间上、按排名或以任何其它方式必须处于给定序列中。这里的术语“基本上”是指在目标的10％内。

出于这里描述的实施例的目的，除非另有规定，否则这些晶体管是金属氧化物半导体(MOS)晶体管，其包括漏极端子、源极端子、栅极端子和体块端子。源极端子和漏极端子可以是相同的端子并且在这里可互换地使用。本领域技术人员将认识到在不背离本发明的范围的情况下，可以使用其它晶体管，例如，双极结型晶体管—BJT PNP/NPN、BiCMOS、CMOS等。

根据第一方面，低噪声放大器(LNA)电路包括第一放大器级，该第一放大器级包括：第一晶体管；耦接至第一晶体管的第二晶体管；第一电感器，其耦接在输入端口与第一晶体管的栅极之间；以及第二电感器，其耦接至第一晶体管的源极，其中第一电感器和第二电感器分别与第一晶体管的栅极电容(例如，Cgs或Cgd)和/或源极电容(例如，Cgs或Cds)谐振以用于双谐振输入匹配。LNA电路包括第二放大器级，该第二放大器级包括：第三晶体管；第四晶体管，其耦接在第三晶体管与输出端口之间；以及无源网络，其耦接至第三晶体管的栅极。LNA电路包括耦接在第一放大器级与第二放大器级之间的电容器，其中该电容器将第三晶体管的栅极电容和/或无源网络的阻抗变换至第一放大器级的最佳负载。

在一个实施例中，LNA电路还包括第三电感器，该第三电感器耦接在第一晶体管与第二晶体管之间，用于第一放大器级的C-L-C传输线，以将信号从第一晶体管传递至第二晶体管。在一个实施例中，LNA电路还包括耦接至第一放大器级以控制第一放大器级的增益的可变增益控制器。在一个实施例中，LNA电路还包括耦接至第二晶体管的漏极以与第二晶体管的漏极电容在第一谐振处谐振的第四电感器。在一个实施例中，其中，无源网络包括与第一电阻器并联的第五电感器。

在一个实施例中，LNA电路还包括第六电感器，该第六电感器耦接在第三晶体管与第四晶体管之间，用于第二放大器级的C-L-C传输线，以将放大器信号从第三晶体管传递至第四晶体管。在一个实施例中，LNA电路还包括耦接在输出端口与第四晶体管之间的基于变压器的平衡-不平衡变换器(transformer-based balun)，其中该基于变压器的平衡-不平衡变换器的变压器的初级绕组与第四晶体管的漏极电容在第二谐振处谐振。

在一个实施例中，LNA电路还包括与第一电感器并联耦接的第一电容器组。在另一实施例中，LNA电路还包括与第四电感器并联耦接的第二电容器组。在另一实施例中，LNA电路还包括与电容器并联耦接的第三电容器组。在另一实施例中，LNA电路还包括与基于变压器的平衡-不平衡变换器的变压器的初级绕组并联耦接的第四电容器组。在另一实施例中，第一电容器组、第二电容器组、第三电容器组和第四电容器组是可编程电容器。在另一实施例中，第一电容器组、第二电容器组、第三电容器组和第四电容器组是数字(或基于模拟)可调谐电容器。

根据第二方面，RF接收器电路包括用于放大接收到的信号的LNA电路，该LNA电路包括第一放大器级，该第一放大器级包括：第一晶体管；第二晶体管，其耦接至所述第一晶体管；第一电感器，其耦接在输入端口与第一晶体管的栅极之间；以及第二电感器，其耦接至第一晶体管的源极，其中第一电感器和第二电感器分别与第一晶体管的栅极电容(例如，Cgs或Cgd)和/或源极电容(例如，Cgs或Cds)谐振以用于双谐振输入匹配。LNA电路包括：第二放大器级，该第二放大器级包括：第三晶体管；第四晶体管，其耦接在第三晶体管与输出端口之间；以及无源网络，其耦接至第三晶体管的栅极。LNA电路包括耦接在第一放大器级与第二放大器级之间的电容器，其中该电容器将第三晶体管的栅极电容和/或无源网络的阻抗变换至第一放大器级的最佳负载。

根据第三方面，RF前端电路包括用于接收RF信号的RF接收器，该RF接收器包括LNARF接收器电路，该LNA RF接收器电路包括用于放大所接收到的RF信号的LNA电路，LNA电路包括第一放大器级，该第一放大器级包括：第一晶体管；第二晶体管，其耦接至所述第一晶体管；第一电感器，其耦接在输入端口与第一晶体管的栅极之间；以及第二电感器，其耦接至第一晶体管的源极，其中第一电感器和第二电感器分别与第一晶体管的栅极电容(例如，Cgs或Cgd)和/或源极电容(例如，Cgs或Cds)谐振以用于双谐振输入匹配。LNA电路包括第二放大器级，该第二放大器级包括：第三晶体管；第四晶体管，其耦接在第三晶体管与输出端口之间；以及无源网络，其耦接至第三晶体管的栅极。LNA电路包括耦接在第一放大器级与第二放大器级之间的电容器，其中该电容器将第三晶体管的栅极电容和/或无源网络的阻抗变换至第一放大器级的最佳负载。

图1是示出根据本发明的一个实施例的无线通信装置的示例的框图。参考图1，无线通信装置100(也简称为无线装置)包括RF前端模块101和基带处理器102等。无线装置100可以是任何类型的无线通信装置，例如，移动电话、膝上型计算机、平板计算机、网络设备装置(例如，物联网或IOT设备装置)等。

在无线电接收器电路中，RF前端是天线直至并包括混频器级之间的所有电路的通用术语。RF前端由接收器中的、在将原始输入射频的信号转换成较低频率(例如，IF)之前处理该信号的所有组件构成。在微波和卫星接收器中，RF前端通常被称为低噪声块(low-noise block，LNB)或低噪声降频转换器(low-noise downconverter，LND)，并且通常位于天线处，使得来自天线的信号可以以更容易处理的中频被传送到接收器的其余部分。基带处理器是网络接口中的管理所有无线电功能(需要天线的所有功能)的装置(芯片或芯片的一部分)。

在一个实施例中，RF前端模块101包括一个或多个RF收发器，其中，各RF收发器经由多个RF天线中的一个RF天线发射和接收特定频带(例如，诸如非重叠频率范围等的特定频率范围)内的RF信号。RF前端IC芯片还包括耦接至RF收发器的IQ生成器和/或频率合成器。IQ生成器或生成电路生成LO信号并将其提供给各RF收发器以使RF收发器能够混频、调制和/或解调相应频带内的RF信号。RF收发器和IQ生成电路可以集成在单个IC芯片内作为单个RF前端IC芯片或封装件。

图2是示出根据本发明一个实施例的RF前端集成电路的示例的框图。参考图2，RF前端101包括耦接至多频带的RF收发器211的IQ生成器和/或频率合成器200等。收发器211被配置为经由RF天线221发射和接收一个或多个频带或者宽范围的RF频率内的RF信号。在一个实施例中，收发器211被配置为从IQ生成器和/或频率合成器200接收一个或多个LO信号。针对一个或多个相应频带生成LO信号。LO信号被收发器用来混合、调制、解调，以发射和接收相应频带内的RF信号。尽管只示出一个收发器和天线，但是可以实现多对收发器和天线，其中各频带各一对。

图3是示出根据一个实施例的RF收发器集成电路(IC)的框图。RF收发器300可以表示图2的RF收发器211。参考图3，频率合成器200可以表示如上所述的频率合成器200。在一个实施例中，RF收发器300可以包括频率合成器200、发射器301和接收器302。频率合成器200通信地耦接至发射器301和接收器302以提供LO信号。发射器301可以发射多个频带的RF信号。接收器302可以接收多个频带的RF信号。

接收器302包括低噪声放大器(LNA)306、混频器307和滤波器308。LNA306用于经由天线221接收来自远程发射器的RF信号并放大所接收到的RF信号。然后，由混频器307(也称为降频转换混频器)基于由IQ生成器317提供的LO信号来解调经放大的RF信号。IQ生成器317可以表示如上所述的IQ生成器/合成器200的IQ生成器。在一个实施例中，IQ生成器317集成到宽频带接收器302中作为单个集成电路。然后解调后的信号由滤波器308处理，该滤波器308可以为低通滤波器。在一个实施例中，发射器301和接收器302经由发射和接收(T/R)开关309共用天线221。T/R开关309被配置为在发射器301与接收器302之间切换，以在特定时间点将天线221耦接至发射器301或接收器302。尽管示出一对发射器和接收器，但是可以实现多对发射器和接收器以及/或者独立的接收器。

图4是示出宽带LNA 306、宽带IQ混频器307和滤波器308的示例的框图。滤波器308可以是两级电阻器电容器(例如，RC-CR)多相滤波器。滤波器308可以包括用于附加功率增益的一个或多个可变增益中频(IF)放大器。注意，宽带IQ混频器307可以与宽带IQ生成电路317协同设计作为单个单元。宽带IQ混频器307还可以包括匹配网络318，用于LNA 306和混频器307之间的阻抗匹配。

图5是示出根据一个实施例的mm波宽带IQ生成电路的框图。参考图5，宽带IQ生成电路317可以基于宽频率范围上的差分LO信号(例如，LO_Ip和LO_In)来生成IQ信号(例如，LO_Ip、LO_Qp、LO_In和LO_Qn)。IQ生成电路317将90度相移引入到LO信号以生成四个相位象限中的信号。然后IQ信号可以被IQ混频器用于将具有IQ数据的RF信号调制成较低频率信号(例如，IF信号)。

图6是示出根据一个实施例的宽频带IQ混频器的框图。混频器是能够进行信号的频率转换或调制的三端口装置。对于接收器，混频器使用LO信号降频转换(或解调)RF信号以生成IF信号。参考图6，混频器307包括两个(或双)平衡的吉尔伯特(Gilbert)混频器620-621。双平衡混频器620-621使用差分LO信号对差分RF信号进行降频转换(或解调)以生成差分IF信号。例如，混频器620接收由mm波宽带IQ生成电路(诸如图5的IQ生成器317等)生成的RF_inp、RF_inn和差分同相信号(例如，LO_Ip和LO_In)，以生成IF_Ip和IF_In。类似地，混频器621接收由mm波宽带IQ生成电路(诸如图5的IQ生成器317等)生成的RF_inp、RF_inn和差分正交信号(例如，LO_Qp和LO_Qn)，以生成IF_Qp和IF_Qn。在一些实施例中，混频器620-621各自可以包括一个或多个差分放大器级。

参考图6，对于两级差分放大器，该放大器可以包括作为第一级的共源差分放大器和作为第二级的栅极耦接差分放大器。混频器620-621的共源差分放大器级各自可以接收差分信号RF_inp和RF_inn。混频器620的栅极耦接差分放大器级接收差分信号LO_In和LO_Ip。混频器621的栅极耦接差分放大器级接收差分信号LO_Qn和LO_Qp。然后RF信号被LO信号降频转换以生成IF信号。第二级可以包括低通滤波器，该低通滤波器可以是一阶低通滤波器以最小化向混频器620-621中的高频噪声注入。在一个实施例中，低通滤波器包括具有与电容器(例如，电容器630)并联的负载电阻器的无源低通滤波器。在一个实施例中，第一级差分放大器经由差分电感器(例如，差分电感器633)耦接至第二级差分放大器。在一个实施例中，混频器620-621在单个单片集成电路上与mm波IQ生成电路(诸如图5的mm波IQ生成电路317等)协同设计。

图7A示出根据一个实施例的针对协同设计的图5的mm波IQ生成电路和图6的宽频带IQ混频器的、转换增益相对于20至45GHz之间的本地振荡器(LO)频率的仿真图。参考图7A，在IQ生成电路的输入处具有中等差分功率(诸如具有约-2dBm的差分功率的LO信号等)的情况下，IQ混频器307可以在23至43GHz的LO频率范围上产生大约>7dB的降频转换增益和大约＜0.7dB的振幅失配。

图7B示出根据一个实施例的针对协同设计的图5的mm波IQ生成电路和图6的宽频带IQ混频器的、转换增益相对于0至8GHz之间的中频(IF)的仿真图。参考图6，混频器620/621的输出负载电阻器可以与输入电容器630并联协同设计以形成一阶低通滤波器，该输入电容器630可以是在下一IF放大器级(例如，图4的IF可变增益放大器级308)处看到的寄生电容。参考图7B，基于协同设计的mm波IQ生成电路和IQ混频器，针对以约3.5GHz设计的IF频率，转换增益衰减可以从约7.6dB的峰值增益减少到约0.5dB。

参考图6，差分电感器对633被用于在两个差分放大器级之间获得电流增益。包括四个电感器以获得良好的性能，例如，两个差分电感器对用于双IQ混频器中的各IQ混频器。然而，四个电感器包括大的占用面积。图8示出根据一个实施例的差分电感器对的三维模型。差分电感器对800可以是图6的差分电感器对633。在一个实施例中，可将差分电感器对减少到单个电感器的占用面积(footprint)，诸如图8的差分电感器对800。参考图8，差分电感器对800包括两个螺旋电感器，这两个螺旋电感器由于在电感器对之间存在虚拟接地(virtual ground)的事实而折叠在一起到单个电感器的占用面积，因此，接地面(例如，围绕电感器的接地面)可以重复用于电感器对以减小电感器对的占用面积。在一个实施例中，差分电感器对800可以各自具有约200pH的电感。在一个实施例中，电感器对具有约165μm乘85μm的占用面积。

图9示出根据一个实施例的各自具有图8的差分电感器对的双平衡混频器的布局模型。参考图9，双平衡混频器900可以是图6的IQ混频器620-621。如图9所示，两个电感器对(例如，总共4个电感器)各自耦接在第一级放大器与第二级放大器之间。电感器对在两级之间施加电感以在mm波频率范围上增强电流增益。差分电感器对的电感器共用虚拟接地且具有单个电感器的占用面积。在一个实施例中，混频器占用面积约为185μm乘252μm。图10是示出根据一个实施例的多相滤波器(PPF)电路的框图。PPF 308可以滤除较高频率噪声且可以将四个同相和正交信号重新组合回IF信号的差分对，例如IF_Ip和IF_In。在一个实施例中，PPF 308包括一个或多个放大器级以进一步放大IF信号。参考图10，在一个实施例中，PPF308包括三个级。第一级包括差分放大器1001以增加IQ IF信号(例如，IF_Ip、IF_In、IF_Qp和IF_Qn)的功率。第二级包括阻容容阻(RC_CR)PPF 1003。PPF 1003可以滤除不期望的信号噪声(例如，IF频率范围之外的高频噪声)，并且可以将四个同相和正交信号(例如，IF_Ip、IF_In、IF_Qp和IF_Qn)组合成IF信号的差分对(例如，IF_Ip和IF_In)。最后，第三级包括放大器1005以进一步放大差分IF信号IF_Ip和IF_In来生成IF_out+和IF_out-。放大器1001和放大器1005可以是可变增益放大器，以允许PPF电路308的增益调整。

图11是示出根据一个实施例的针对图4的宽频带接收器电路(例如，接收器302)在约3.5GHz的IF频率下的、镜像抑制比相对于从22至39GHz的RF频率的仿真图。仿真设置包括具有范围为从-2至+3dBm的驱动功率的差分LO作为输入。在约3.5GHz的IF频率下，对于约22至39GHz的频率范围，宽带镜像抑制比(IRR)大约>23dB。根据一个实施例，宽频带接收器302占据约1.36mm乘0.65mm。

图12是示出根据一个实施例的RF收发器集成电路的框图。RF收发器1200可以是图3的收发器300。在一个实施例中，RF收发器1200包括协同设计的匹配网络304，其耦接在T/R开关309与接收器302的LNA 306之间。与T/R开关309和LNA 306协同设计的匹配网络304可以改善接收器302的性能。

图13A至13B是示出根据一些实施例的收发器T/R开关的示例的框图。参考图13A，LNA 306直接耦接至T/R开关309。这里，LNA 306的输入阻抗被设计成匹配开关309的输出阻抗。然而，开关309的关断开关的负载电容(例如，Coff)和PA 303的负载电容可以直接加载到LNA的输入上，从而使接收器302的性能下降。图13B示出经由协同设计的匹配网络304耦接至T/R开关309的LNA 306。网络304可以包括与耦接在LNA 306与T/R开关309之间的电感传输线(T线)串联的电感器(例如，L_matching)。电感器可以与由匹配网络看到的负载电容和/或寄生电容谐振，以在一个或多个谐振频率处谐振。

图14A是示出根据一个实施例的示例性宽带LNA电路的框图。LNA是可以放大低功率RF信号而不显著降低其信噪比的放大器。参考图14A，LNA 306包括第一(放大器)级1401和第二(放大器)级1402。可以在源电感负反馈拓扑(source inductive degenerationtopology)中实施第一级1401以实现具有高线性度的宽带输入匹配，例如，晶体管M1的源极端子耦接至电感器L2。基于电感负反馈共源级的LNA可以实现低噪声系数。

在一个实施例中，电感器L1耦接在晶体管M1的栅极端子与输入端口(IN)之间。参考图14A，电感器L1、L2与晶体管M1的寄生栅极电容(例如，Cgs和/或Cgd)和/或源极电容一起可以被配置为在双谐振处谐振以用于宽频带输入阻抗匹配。电感负反馈拓扑可以包括晶体管M1和M2以及耦接在晶体管M1和M2之间的电流增益峰化电感器(例如，电感器L3)。选择电感器L3以与晶体管M1的寄生电容(例如，Cds)和M2的寄生电容(例如，Cgs)形成C-L-C状传输线，以将高频放大信号从晶体管M1传递至晶体管M2。在没有电感器L3的情况下，M1的寄生电容Cds和M2的寄生电容Cgs将沿着M1-M2泄漏RF电流信号，这降低了增益并且降低了总体LNA的噪声系数。

在一个实施例中，第一级1401可以包括用于调整第一级的增益以调整LNA 306的输入线性度的可变增益控制。可变增益控制可以包括耦接至晶体管M2的漏极端子的pnp晶体管(例如，PMOS)。pnp晶体管在栅极端子处接收LNA_vctrl信号以用于调整第一级的增益控制。在一个实施例中，电感器L4耦接至晶体管M2的漏极端子(例如，在pnp晶体管的源极端子和漏极端子处)以在第一谐振频率或第一谐振处谐振。

对于第二级1402，信号1404由M3和M4晶体管放大。类似于L3与晶体管M1和M2，电流增益峰化电感器L6被插入在M3和M4晶体管之间以与电感器L6所看到的晶体管M3的寄生电容(例如，Cds)和M4的寄生电容(例如，Cgs)形成C-L-C状传输线，以将高频放大器信号从M3传递至M4。类似于电感器L3，在没有电感器L6的情况下，M3的寄生电容Cds和M4的寄生电容Cgs将沿着M3-M4泄漏RF电流信号，这降低了增益并降低了总体LNA的噪声指数。

在一个实施例中，基于变压器的平衡-不平衡变换器1405耦接至M4的漏极端子，因此M4的漏极端子处的高频信号可以由基于变压器的平衡-不平衡变换器1405从单端变换成差分(例如，平衡)分量(例如，在端口Outp和Outn处)。平衡-不平衡变换器是用于将不平衡信号转换为平衡信号或反之亦然的变压器的类型。平衡信号包括携载大小相等但相位相反的信号的两个信号。不平衡信号包括相对于接地信号工作的单个信号。平衡信号允许下一级(例如，混频器307)的平衡配置以防止RF-LO、LO-IF和RF-IF信号泄漏。这里由于基于变压器的平衡-不平衡变换器1405耦接并紧挨着LNA 306的输出端口(例如，在第二级1402处，恰好在输出端口Outp和Outn之前)，因此基于变压器的平衡-不平衡变换器1405的无源损耗被最小化。此外，基于变压器的平衡-不平衡变换器的变压器的初级绕组电感可以在第二谐振频率处与晶体管M4的Cgs谐振。第二级的第二谐振频率连同第一级的第一谐振频率能够实现针对相应转换增益带宽的宽带频率扩展。

在一个实施例中，晶体管M3的栅极端子耦接至无源网络电路。无源网络电路可以包括与电阻器R1并联的电感器L5。在一个实施例中，C_{_conversion}电容器耦接在第一级(例如，晶体管M2的漏极端子)与第二级(例如，晶体管M3的栅极端子)之间。C_{_conversion}可以将M3的栅极电容(例如，Cgs)和/或无源网络电路(例如，与R1并联的L5)的阻抗进行阻抗变换到第一级的最佳负载。注意，尽管LNA被示出为仅具有两个级，但可以实现附加级，例如三级LNA等。

图14B是示出根据一个实施例的示例性宽带LNA电路的S参数(S11)的图。图表1450可以是图14A的LNA 306的S11绘图。如S11绘图所示，LNA 306在26GHz和34GHz处具有双谐振，这可以通过调谐图14A的LNA 306的电感器L1和L2来实现。S11在这两个谐振频率处是约＜-16dB且针对约25至40GHz的频率范围是约＜-10dB。

图14C是示出根据实施例的示例宽带LNA电路的转换增益(或S参数S21和S31)的图。参考图14C，图表1470可以是图14A的LNA 306的转换增益绘图。如图所示，单端到单端增益大约为14dB(例如，输入端口1到输出端口outp2和outn3的S21和S31)。因此差分到单端增益从单端输入端口到差分输出端口大约为17dB。参考图14B至14C，在一个实施例中，S11(>-10dB)带宽和3-dB S21增益带宽覆盖约27GHz至约40GHz的频率范围。

图15A是示出根据一个实施例的不具有协同设计的匹配网络的示例性宽带LNA电路的框图。图15B是示出根据一个实施例的不具有协同设计的匹配网络的宽带LNA电路(例如，图15A)的输入匹配的S参数(S11)的框图。在这种情况下，一旦LNA 306如图15A所示加载有T/R开关309和关断状态功率放大器(PA)303，如图15B所示，T/R开关309的关断开关和关断状态PA 303的负载电容和/或寄生电容就使总体接收器性能下降。对于T/R开关309，Ron模拟开关晶体管的导通电阻，并且Coff模拟开关晶体管的关断电容。在约20至49GHz的频率范围(例如，针对5G MIMO通信所关注的整个频带)上，总体接收器输入匹配S11>-10dB。换言之，大多数接收到的信号被反射而不是由接收器接收，从而导致在mm波频率处的次优性能(例如，接收器带宽、转换增益、灵敏度、和噪声系数等)。

图16A是示出根据一个实施例的具有协同设计的匹配网络的示例性宽带LNA电路的框图。图16B是示出根据一个实施例的具有协同设计的匹配网络的宽带LNA电路(例如，图16A)的输入匹配的S参数(S11)的框图。参考图16A，匹配网络304包括将T/R开关309桥接到LNA 306的传输线(T线)。

在一个实施例中，匹配网络304包括L_matching以与T/R开关309的电容(例如，Coff)和关断状态PA 303的电容谐振。参考图15A，电容C1(约1pF)通常耦接至LNA的输入以阻止由接收器接收到的DC信号，然而，C1可能由于C1与在晶体管M1的栅极节点处看到的寄生电容器之间的电容分压而导致信号损耗。参考图16A，在一个实施例中，匹配网络304包括耦接至T线的电容C2。这里，相比之下，电容C2(约270fF)可以(1)与T线和串联栅极电感器L1产生高阶谐振，以及(2)在没有由于电容分压而导致的信号损耗的情况下阻止接收器前端的DC信号。

在一个实施例中，匹配网络304包括多个谐振LC对，包括(1)来自T/R开关的Coff和PA的负载电容器与L_matching谐振的第一LC对，(2)来自C2与T线和L1的第二LC对，以及(3)来自M1的栅极到源极寄生电容器与电感器L2的第三LC对。由于具有多个谐振LC对，因而匹配网络304类似于可以实现mm波的宽频带输入匹配的高阶切比雪夫滤波器。例如，参考图16B，在一个实施例中，对于约22.5GHz至42GHz的频率范围，观看图16A的前端开关的输入匹配(S11)可以是约＜-10dB。这里，与图15B相比，图16B的S11包括多个谐振频率，从而利用T/R开关来扩展接收器的有用带宽。

图17A是示出根据实施例的用于宽带LNA电路的第一级LC谐振和第二级LC谐振的转换增益的图。图17B是示出根据实施例的用于宽带LNA电路的组合的第一级LC谐振和第二级LC谐振的转换增益的图。例如，图17A至17B可以是图14A的宽带LNA电路306的转换增益图。

参考图17A，图表1700示出利用包括第一谐振频率f1和第二谐振频率f2的两级谐振点的增益带宽扩展。这里，f1可以对应于第一级LC谐振的频率(例如，26GHz)，并且f2可以对应于第二级LC谐振的频率(例如，34GHz)。可以通过选择电感器L4来粗略地调整频率f1，并且可以通过选择基于变压器的平衡-不平衡变换器的变压器的大小来粗略地调整频率f2(例如，调整耦接至晶体管M4的变压器的初级绕组电感)。参考图17B，图表1710示出图17A的两级谐振频率f1和f2的LNA的总体转换增益带宽。参考图17B，转换增益带宽覆盖大约f1至f2的频率范围。这里，通过移位和分离两个谐振频率f1和f2，LNA可以被重配置用于宽带操作以覆盖更宽的带宽。

图18A是示出根据一个实施例的宽带LNA电路的示例EM模型的框图。图18B是示出根据一个实施例的宽带LNA电路的示例EM布局的框图。参考图18A至18B，包括旁路电容器的总体LNA模型/布局可以具有大约650μm乘700μm的大小。

在一个实施例中，电容器组可以插入谐振源附近，例如谐振电感器附近，以改善LNA的工作频率范围。图19A是示出根据一个实施例的示例宽带LNA电路的框图。参考图19A，LNA 1900可以是图14A的LNA 306。在一个实施例中，LNA 1900还包括与电感器L1并联耦接的第一电容器组。在另一实施例中，LNA 1900包括与电感器L4并联耦接的第二电容器组。在另一实施例中，LNA 1900包括与C_{_conversion}并联耦接的第三电容器组。在另一实施例中，LNA1900包括耦接至基于变压器的平衡-不平衡变换器的变压器的初级绕组的两端的第四电容器组。在一个实施例中，第一、第二、第三和第四电容器组可以是可编程电容器或数字(或模拟)可调谐电容器。通过调谐电容器，所输入的匹配双谐振和/或第一和第二谐振频率可被移位以重配置LNA 1900的工作频率范围。

图19B是示出根据一个实施例的宽带LNA电路的第一放大器级、第二放大器级和阻抗变换级的转换增益的图。图表1950可以是图19A的LNA 1900的转换增益图。参考图19B，在一个实施例中，调谐第一、第二、第三和第四电容器组可以将LNA 1900的工作频率重配置到大约21GHz至46GHz的频率范围，这与如先前在图14C中示出的对图14A的LNA 306的操作的频带相比，可以有38％至75％的改进。因此，附加的电容器组可以重配置LNA的频率响应以在不同的频带或范围操作LNA。

在前述说明书中，已经参考其具体典型实施例描述了本发明的实施例。显然，在不脱离所附权利要求书中阐述的本发明的更宽泛的精神和范围的情况下，可以对其进行不同修改。因此，说明书和附图应被视为说明性意义而非限制性意义。