阅读说明：本技术 一种基于多谐振变换器的磁芯结构 (Magnetic core structure based on multi-resonance converter ) 是由 王议锋 刘瑞欣 韩富强 陈梦颖 于 2020-07-23 设计创作，主要内容包括：本发明公开一种基于多谐振变换器的磁芯结构,包括若干个子变压器,每个子变压器的匝数比不同,各个子变压器的原边之间、副边之间通过串联或并联方式连接；共包括四种连接方式,分别是原边串联副边串联(PSSS)、原边串联副边并联(PSSP)、原边并联副边串联(PPSS)和原边并联副边并联(PPSP)。(The invention discloses a magnetic core structure based on a multi-resonance converter, which comprises a plurality of sub-transformers, wherein the turn ratio of each sub-transformer is different, and the primary sides and the secondary sides of the sub-transformers are connected in series or in parallel; the method comprises four connection modes, namely primary side series secondary side series connection (PSSS), primary side series secondary side parallel connection (PSSP), primary side parallel secondary side series connection (PPSS) and primary side parallel secondary side parallel connection (PPSP).)

一种基于多谐振变换器的磁芯结构

技术领域

本发明属于多谐振变换器的磁集成技术领域，提出了一种新型磁芯结构。利用矩阵变压器思想和绕组不均匀分布的设计，在磁芯的中柱引入一定气隙，来实现变压器励磁电感和漏感的解耦控制，从而使变压器和与之串联的谐振电感能够被有效集成在该新型磁芯中。

背景技术

谐振型直流变换器是一类性能优良的直流变换器，因其具有高效率、高频率、高功率密度和低电磁干扰的优点，得到了学术界的广泛关注。由于多谐振变换器的谐振腔内无源器件(包括电容、电感和变压器)的数量和连接方式迥异，它们可以表现出更为灵活的谐振特性和更为优异的工作特性，针对该类变换器的研究层出不穷。本发明以多谐振变换器作为研究对象，并对其相关的磁集成技术进行深入研究。

谐振腔单元是多谐振变换器的核心结构，而包括电感和变压器在内的磁性元件又是谐振腔单元的关键元件。其中，包括电感和变压器在内的磁性元件，其体积和重量占比较高，影响着变换器的整体性能。不同于利兹线和铜箔制作而成的传统变压器，采用印刷电路板(Printed Circuit Board，PCB)绕组制成的平面磁件展现了良好的优势。具体来说，平面磁件的散热面积较大，可以很好的改善热耗散问题；采用PCB板作为绕组，更容易实现自动化生产，避免了寄生参数不一致所带来的问题，同时还保证了产品外观良好的一致性。

采用PCB绕组及平面磁件技术，可以优化磁性元件的性能，更利于实现变换器的“轻”，“小”，“薄”。但是这种优化只针对单一磁件，多谐振变换器中磁性元件数量偏多和由此带来的体积大的问题仍待解决。磁集成技术能很好地解决上述问题，它通过将多个分立磁件集成到一个磁芯结构内，用单一磁件来实现多个分立磁件的功能。这样以来，更利于实现变换器的高功率密度、高频化和集成模块化设计。

特别地，在谐振变换器中，可将变压器的漏感作为谐振电感加以利用从而简化磁集成设计。因此，有些研究者提出，选择低磁导率材料构造磁分路器，通过改变磁分路器的相对磁导率及其厚度来获得理想的漏感值，但是引入磁分路器的做法又会增加变换器拓扑的复杂程度。为此，有些研究者提出将变压器的一次侧绕组和二次侧绕组完全分开，以它们之间的气隙作为主要漏磁路的设计方法。这样以来，改变绕组之间的距离便可以改变绕组间的耦合程度，从而控制漏感的大小。但是这种方法会导致漏磁通主要流经空气，不可避免地带来额外的涡流损耗和电磁干扰等问题。

通常来说，多谐振型直流变换器中的磁性元件数量较多，体积较大，且相关磁件均为手工缠绕，制作过程复杂，限制了该变换器的进一步应用和推广。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，针对多谐振腔中的谐振元件，特别是磁性元件数量偏多、体积较大的问题，提供一种基于多谐振变换器的磁芯结构。可以灵活地实现变压器的励磁电感和漏感的解耦控制，从而将变压器和与之串联的谐振电感进行有效集成。本发明可以用单一磁件来解决多谐振变换器中磁性元件数量偏多的问题，探索多谐振型直流变换器的应用价值。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种基于多谐振变换器的磁芯结构，包括若干个子变压器，每个子变压器的匝数比不同，各个子变压器的原边之间、副边之间通过串联或并联方式连接；共包括四种连接方式，分别是原边串联副边串联(PSSS)、原边串联副边并联(PSSP)、原边并联副边串联(PPSS)和原边并联副边并联(PPSP)。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)新型磁芯结构的结构较简单，通过传统的E型磁芯改造而来，但其中心磁柱的长度较传统E型磁芯的中心磁柱短，更利于实现变换器的小型化、轻量化的发展目标；

(2)可以实现对励磁电感和漏感的独立灵活控制。通过改变该磁芯结构中不同磁柱下的气隙磁阻大小，可以灵活地控制变压器的励磁电感和漏感；

(3)该新型结构适用于多谐振变换器的磁集成设计，与变压器串联的谐振电感能够完全由变压器的原边漏感代替，由此变压器和与之串联的谐振电感可以被有效集成，大大简化了磁集成的设计方案；

(4)在该磁芯结构下，漏磁通主要流经磁芯中柱，而不是泄露在空气中，避免了额外的涡流损耗及电磁干扰等问题。

(5)由于在该磁芯结构下的励磁电感和漏感可控，且漏感可以替代变换器中的与变压器串联的谐振电感，可根据所需的励磁电感和谐振电感值调整磁芯结构。由此，可用该单一磁件来实现多个磁件的功能，达到磁集成的目的，以减小磁性元件的数量和体积，优化变换器的功率密度。

附图说明

图1是矩阵变压器的连接方式示意图；

其中图2a为两个分立UI磁芯的子变压器，图2b为集成之后的EI磁芯结构，图2c为集成后的简化的UI磁芯结构；

图3a和图3b是EI型磁芯结构及该结构对应的磁阻模型；

图4是EI型磁芯结构的仿真图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明提供一种基于多谐振变换器的磁芯结构，基于矩阵变压器概念和绕组不均匀分布思想。首先，利用矩阵变压器概念，将单一变压器拆分成多个子变压器，其中每个子变压器的匝比不固定，通过串联或并联多个子变压器的一次侧绕组和二次侧绕组，以满足所需变压器的匝比要求。矩阵变压器的显著优点是能够显著减小变压器的绕组损耗，通过将单个变压器拆分成两个或多个子变压器单元，减少了每个单元分担的功率，其相应的二次侧绕组电流也能得到合理分配。图1给出了矩阵变压器的四种连接方式，分别是原边串联副边串联(PSSS)，原边串联副边并联(PSSP)，原边并联副边串联(PPSS)，原边并联副边并联(PPSP)。可以根据变压器的实际匝比来选择合适的连接方式。

下面将以变压器T₁为例，详细叙述矩阵变压器的设计过程。首先将变压器T₁拆分成两个匝比完全相同的子变压器T₁₁和T₁₂，图2a给出了各自的UI磁芯结构及对应的磁通方向。接着，改变其中一个子变压器T₁₂绕组的电流流向，并将其与T₁₁集成到一个EI磁芯中，如图2b所示。由于构成矩阵变压器的基本单元由完全相同的电压所激励，在各自的磁芯中会产生完全相同的磁通。此时，两个子变压器在E型磁芯中柱产生的磁通大小完全相同且方向相反，即，中柱的磁通可以实现完全相消，可将该中柱移除，便得到了如图2c所示的集成后的简化UI磁芯结构。根据上述分析，包含两个分立UI磁芯结构的变压器，利用磁通抵消原理，可以合并为仅包含单一UI磁芯的结构。磁芯的数量和体积均得到优化。但是，由于矩阵变压器中各个子变压器的绕组分布完全相同，由该设计产生的漏感值很小。对多谐振变换器来说，仍需要外接电感元件来构成谐振腔中的电感。因此，考虑对绕组布置方案进行调整以达到更好的集成效果，并基于此，提出新型的磁芯结构。

图3a给出了所设计的新型EI磁芯结构，在该结构下，各子变压器的绕组是不均匀分布的，中柱的磁通不能实现完全相消，因此中柱不能被移除，必须保留。值得注意的是，中柱的磁通仍可以实现部分相消，因此，中柱的长度会比其他两个侧柱的长度略短，这也是该新型EI磁芯与传统EI磁芯在结构上的主要区别。

根据图3a给出的磁芯结构，可以建立如图3b所示的磁阻模型。n_p1、n_p2分别表示T₁的一次侧绕组在左、右磁柱上的匝数，类似地，n_s1、n_s2代表对应的二次侧绕组的匝数。和分别为左、右磁柱和中柱的磁通，方向如图中箭头标注。根据磁动势平衡方程并利用叠加定理，可以求解出每根磁柱的磁通大小，如式(1)：

其中，外侧柱和中柱的气隙磁阻分别定义为R_ga和R_gb，其对应的气隙长度分别为l_ga和l_gb，A_c和A_c'分别代表磁芯外侧柱和中柱的截面积。根据气隙磁阻的定义，可以列写出外侧柱和中柱的气隙磁阻的表达式：

进一步，将子变压器的实际匝比代入公式(1)中，可以得到该结构中不同磁柱的磁通大小。为了得到变压器的励磁电感和漏感的表达式，结合法拉第电磁感应定律，变压器一次侧电压v_p及二次侧电压v_s可表示为：

i_p和i_s分别代表变压器T₁的原边电流和副边电流。接着，在副边开路时(i_s＝0),可以获得变压器励磁电感L_m1以及原边漏感L_k11的表达式：

联立上述公式，可以计算得到，变压器的励磁电感和原边漏感均与气隙磁阻R_ga和R_gb有关。因此，R_ga和R_gb可由所需的励磁电感值和漏感值来确定。进一步结合公式(2)，气隙磁阻与气隙长度，磁柱的截面积以及磁芯材料有关。而一旦磁芯材料和磁芯尺寸确定之后，改变不同磁柱下的气隙长度便可以唯一确定气隙磁阻的大小，相应地，变压器的励磁电感和漏感都能够被确定。由此，谐振腔中的谐振电感可以完全由变压器的原边漏感所替代，实现了变压器和谐振电感的有效集成。

基于上述分析，该新型EI型磁芯结构的优越性显而易见。具体来说，通过调整不同磁柱下的气隙磁阻大小，实现改变变压器励磁电感值和漏感值的目的，变压器的漏感是可控的且被作为谐振电感充分利用。

图4给出了新型EI型磁芯结构的磁感应强度B的仿真波形图。可以看到，大量的磁通都流经磁芯中柱，这部分磁通主要都是漏磁通。虽然中柱的磁通密度较高，但磁通密度的最大值也被限制在合理的范围内。在该磁芯结构中，漏感由中心磁柱来控制，如果中柱的气隙磁阻比侧柱的气隙磁柱小，则通过中柱的漏磁通会更多，漏感值就会更高。反之亦然。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。