用于发送ofdm信号的方法及装置和用于接收ofdm信号的方法及装置
阅读说明：本技术 用于发送ofdm信号的方法及装置和用于接收ofdm信号的方法及装置 (Method and apparatus for transmitting OFDM signal and method and apparatus for receiving OFDM signal ) 是由 尹硕铉 高贤秀 金沂濬 金炳勋 朴昶焕 于 2018-12-04 设计创作，主要内容包括：一种在无线通信系统中由发送装置发送正交频分复用(OFDM)信号的方法,该方法包括：由发送装置的数字模块通过对第一信号执行载波频率f<Sub>0</Sub>与第一频率f<Sub>base</Sub>之差的频率上移,来生成频移的OFDM基带信号,其中,第一频率f<Sub>base</Sub>是与128Δf的整数倍相对应的频率当中最接近载波频率f<Sub>0</Sub>的,并且其中Δf是OFDM子载波间隔；由发送装置的模拟振荡器对频移的OFDM基带信号进行第一频率f<Sub>base</Sub>的上转换,以生成载波频率f<Sub>0</Sub>的OFDM符号信号；以及由发送装置的发送器发送载波频率f<Sub>0</Sub>的OFDM符号信号。(A method of transmitting an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) signal by a transmitting apparatus in a wireless communication system, the method comprising: by the digital module of the transmitting device performing the carrier frequency f on the first signal 0 And a first frequency f base The difference is shifted up in frequency to generate a frequency shifted OFDM baseband signal, wherein the first frequency f base Is the closest carrier frequency f among frequencies corresponding to integer multiples of 128 deltaf 0 And wherein Δ f is the OFDM subcarrier spacing; subjecting the frequency-shifted OFDM baseband signal to a first frequency f by an analog oscillator of a transmitting device base To generate a carrier frequency f 0 The OFDM symbol signal of (a); and transmitting carrier frequency f by transmitter of transmitting device 0 The OFDM symbol signal of (1).)
技术领域
本公开涉及一种无线通信系统。更具体地，本公开涉及用于发送OFDM信号的方法及装置、和用于接收OFDM信号的方法及装置。
背景技术
在移动通信系统中，发送装置通常生成基带信号，将基带信号上转换为更高的载波频率，并且以载波频率发送上转换后的无线电信号。然后，接收装置接收无线电信号，并将接收到的无线电信号从载波频率下转换到更低的基带频率，以获得用于进一步处理的基带信号。
发明内容
技术问题
如果关于用于上转换的频率的信息对于发送装置和接收装置是未知的，则在发送装置所使用的上转换频率和接收装置所使用的下转换频率之间可能发生失配。上转换频率和下转换频率之间的失配导致接收装置中每个时间符号的突然相位改变。这种突然的相位改变极大地降低了接收装置中通过信道估计进行信号恢复的性能。因此，需要一种用于减少由上转换频率和下转换频率之间的失配、载波频率和频带的中心频率之间的失配、或者载波频率和RF滤波器的中心之间的失配而引起的每个符号的相位改变的方法。
另外，当载波频率在相同频带中改变时，需要一种无需RF重新调谐就容易地调整载波频率的方法。
技术方案
本公开的目的能够通过本文公开的用于在无线通信系统中由发送装置发送正交频分复用(OFDM)信号的技术来实现。一方面，本文提供了一种在无线通信系统中由发送装置发送正交频分复用(OFDM)信号的方法。该方法包括：由发送装置的数字模块通过对第一信号执行载波频率f0和第一频率fbase之差的的频率上移，来生成频移的OFDM基带信号；由发送装置的模拟振荡器对频移的OFDM基带信号进行第一频率fbase的上转换，以生成载波频率f0的OFDM符号信号；以及由发送装置的发送器以载波频率f0发送OFDM符号信号。第一频率fbase可以是与128Δf的整数倍相对应的频率当中最接近载波频率f0的。Δf是OFDM子载波间隔。
在另一方面，本文提供一种在无线通信系统中由接收侧的装置接收正交频分复用(OFDM)信号的方法。该方法包括：接收载波频率f0的OFDM符号信号；由装置的模拟振荡器对OFDM符号信号进行第一频率fbase的下转换，以生成下转换的OFDM符号信号；以及由装置的数字模块通过对下转换的OFDM符号信号执行载波频率f0和fbase之差的的频率下移，来生成OFDM基带信号。第一频率fbase可以是与128Δf的整数倍相对应的频率当中最接近载波频率f0的。Δf是OFDM子载波间隔。
在另一方面，本文提供吧一种用于在无线通信系统中发送正交频分复用(OFDM)信号的在发送侧的装置，该装置查可以包括：数字模块；模拟振荡器；至少一根天线；至少一个处理器；以及至少一个计算机存储器，其可操作地连接到至少一个处理器并且上面存储有指令，当执行指令时，使至少一个处理器执行操作。该操作可以包括：由数字模块通过对第一信号执行载波频率f0和第一频率fbase之差的频率上移，来生成频移的OFDM基带信号；由模拟振荡器对频移的OFDM基带信号进行第一频率fbase的上转换，以生成载波频率f0的OFDM符号信号；以及使用至少一根天线以载波频率f0发送OFDM符号信号。第一频率fbase可以是与128Δf的整数倍相对应的频率当中最接近载波频率f0的。Δf是OFDM子载波间隔。
在又一方面，本文提供了一种用于在无线通信系统中接收正交频分复用(OFDM)信号的在接收侧的装置。该装置可以包括：至少一根天线；模拟振荡器；数字模块；至少一个处理器；以及至少一个计算机存储器，其可操作地连接到至少一个处理器并在上面存储有指令，当执行指令时使至少一个处理器执行操作。操作可以包括：使用至少一根天线，接收载波频率f0OFDM符号信号；由模拟振荡器对OFDM符号信号进行第一频率fbase的下转换，以生成下转换的OFDM符号信号；以及由数字模块通过对下转换的OFDM符号信号执行载波频率f0和fbase之差的频率下移，来生成OFDM基带信号。第一频率fbase可以是与128Δf的整数倍相对应的频率当中最接近载波频率f0的。Δf是OFDM子载波间隔。
在发送侧的每个方面，数字模块可以被配置为对第一信号实施快速傅里叶逆变换(IFFT)。
在发送侧的每个方面，对第一信号执行f0和fbase之差的频率上移可以包括：将输入IFFT的第一信号的资源映射上移Nfrac，其中Nfrac是满足f0-fbase＝Nfrac*Δf的整数。
在发送侧的每个方面，数字模块可以包括数字振荡器。对第一信号执行f0和fbase之差的频率上移可以由数字振荡器执行。
在发送侧的每个方面中，数字振荡器可以在发送OFDM符号信号之前，在OFDM符号信号的循环前缀的结束处将OFDM符号信号的相位复位为预定值。
在接收侧的每个方面，数字模块可以被配置为实现对下转换的OFDM符号信号的快速傅立叶变换器(FFT)。
在接收侧的每个方面中，对下转换的OFDM符号信号执行f0与fbase之差的频率下移可以包括：将来自用于下转换的OFDM符号信号的FFT的资源解映射下移Nfrac，其中，Nfrac是满足f0-fbase＝Nfrac*Δf的整数。
在接收侧的每个方面，数字模块可以包括数字振荡器。对下转换的OFDM符号信号执行f0和fbase之差的频率下移可以由数字振荡器执行。
在接收侧的每个方面中，数字振荡器可以在下转换的OFDM符号信号的循环前缀的结束处，将下转换的OFDM符号信号的相位复位为预定值。
以上技术方案仅是本公开的实现的一些部分，并且本领域技术人员从本公开的以下详细描述中能够得出并理解本公开的技术特征被并入其中的各种实施方式。
技术效果
根据本发明，可以容易地最小化由于在上转换频率和下转换频率之间的失配而发生的根据符号的相位变化。因此，即使上转换频率对于发送装置和接收装置是未知的，或者上转换/下转换频率与RF滤波器的中心之间不匹配，或者在载波频率与小区的中心频率之间不匹配，也会发生信号。可以维持接收装置的恢复性能。
另外，当载波频率在相同频带中改变时，可以容易地调整载波频率而无需RF重新调谐。
附图说明
图1A和图1B例示了基带信号到载波频率的调制和上转换的示例；
图2A和图2B是例示了根据上转换频率和下转换频率之差的相位变化的示例的图；
图3例示了在符号边界处重置相位的示例；
图4A和图4B例示了根据本公开的一些实现的基带信号的生成以及调制和上转换到其载波频率的示例；
图5A至图5C是例示了本公开的实现1的示例的图。
图6A和图6B是例示了本公开的实现2-1的示例的图；
图7A和图7B是例示了根据本公开的实现2-1的资源映射和根据本公开的实现2-2的资源映射的示例的图。
图8A和图8B是例示了本公开的实现2-2的示例的图；
图9A至图9C是例示了本公开的实现3的示例的图；
图10A和图10B是例示了本公开的实现a2-1的示例的图；
图11A和图11B是例示了本公开的实现a2-2的示例的图；
图12是例示了本发明的另一使用例的图。
图13A和图13B例示了根据本公开的一些实现的发送器结构和接收器结构的示例；以及
图14是例示了根据本公开的一些实现的发送装置和接收装置的组件的示例的框图。
具体实施方式
无线通信系统通常使用特定范围的射频(RF)进行通信。为了确保在这些RF范围内适当传输，无线系统通常在发送器处实施称为上转换的技术，以将信号从较低的频率范围转换至较高的(RF)频率范围，并且在接收器处实施称为下转换的技术，以将信号从较高(RF)频率范围转换至较低的频率范围。
然而，在关于频率转换的信息对于发送装置和/或接收装置而言是未知的情况下可能出现困难。在这样场景下，在发送装置使用的上转换频率和接收装置使用的下转换频率之间可能发生失配。上转换频率和下转换频率之间的这种失配可能在接收装置处接收到的每个时间符号中引起相位偏移。相位偏移可能使接收装置中的通过信道估计恢复信号的性能下降。
此外，在一些场景下，在载波频率与频带的中心频率之间或在载波频率与RF滤波器的中心之间可能出现失配。这样的失配也可能导致在接收到的时间符号中的相位偏移，这可能使接收性能下降。
因此，在由于上转换频率和下转换频率之间的失配，或者由于载波频率与频带的中心频率之间的失配，或者由于载波频率与RF滤波器的中心之间的失配而发生这种相位偏移的系统中可能出现困难。另外，当载波频率在相同频带中改变时，在不执行RF重新调谐的情况下调整载波频率中可能出现困难。
本文公开的实现使得发送器能够配置成以减轻或去除这种相位偏移的方式执行上转换。在一些实现中，发送器从基带上转换至预定的有限数量的频率之一，并且因此被配置为在接收器处不导致相位偏移。由于这些有限数量的频率可以与发送器使用的实际载波频率不同，因此发送器可以通过将基带信号预偏移任何这种差异来补偿该差异。
在一些实现中，预偏移可以通过执行频域偏移(例如，在发送器处对快速傅立叶逆变换(IFFT)的输入进行偏移)来实现，或者可以通过时域偏移(例如，例如使用数字振荡器对IFFT的输出进行偏移)来实现。
类似地，在一些实现中，接收器被配置为执行从有限数量的预定频率之一向下到基带的下转换。同样，由于有限数量的频率可以不同于接收器所使用的实际载波频率，因此接收器可以通过将所得基带信号后偏移任何这种差异来补偿该差异。
因此，本文公开的实现可以减轻或去除由于上转换频率和下转换频率之间的失配而出现的相位偏移。因此，即使上转换频率对于发送装置和接收装置而言是未知的，或者即使上转换/下转换频率与RF滤波器的中心之间发生失配，或者即使载波频率与小区的中心频率之间发生失配时，也可以保持在接收装置处的信号恢复性能。
另外，在一些场景下，当载波频率在相同频带中改变时，可以容易地调整载波频率而无需RF重新调谐。
现在将详细参照本公开的各种实现进行说明，其示例在附图中示出。下面将参照附图给出的详细描述旨在解释本公开的示例性实现，而不是示出根据本公开能够实现的仅有实现。以下详细描述包括特定细节以提供对本公开的透彻理解。然而，对于本领域技术人员将显而易见的是，可以在没有这种具体细节的情况下实践本公开。
在一些情况下，已知的结构和设备被省略或以框图的形式示出，着重于结构和装置的重要特征，以免混淆本公开的概念。在整个说明书中，将使用相同的附图标记指代相同或相似的部件。
以下技术、设备和系统可以应用于各种无线多址系统。多址系统的示例包括码分多址(CDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波频分多址(SC-FDMA)系统和多载波频分多址(MC-FDMA)系统。CDMA可以通过诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000之类的无线电技术来体现。TDMA可以通过诸如全球移动通信系统(GSM)、通用分组无线电业务(GPRS)或GSM演进的增强数据速率(EDGE)之类的无线电技术来体现。OFDMA可以通过诸如电气和电子工程师协会(IEEE)802.11(Wi-Fi)、IEEE802.16(WiMAX)、IEEE 802.20或演进型UTRA(E-UTRA)之类的无线电技术来体现。UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的一部分。第3代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用E-UTRA的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分。3GPP LTE在DL中采用OFDMA，而在UL中采用SC-FDMA。LTE-高级(LTE-A)是3GPP LTE的演进版本。为了便于描述，本文将本公开的实现描述为应用于基于3GPP的通信系统，尤其是NR系统。然而，本公开的技术特征不限于此。尽管以下详细描述基于与3GPP NR系统相对应的移动通信系统，但是其可适用于除3GPP NR的独特功能之外的任何其他移动通信系统。例如，本公开适用于其中在发送装置和接收装置之间不预先共享上转换频率和下转换频率的通信技术以及其中上转换频率和RF滤波器的中心之间或者上转换/下转换频率与小区的中心频率之间可能发生失配的通信技术。
在本公开中，用户设备(UE)可以是固定装置或移动装置。UE的示例包括向和从基站(BS)发送和接收用户数据和/或各种控制信息的各种装置。UE可以被称为终端设备(TE)、移动站(MS)、移动终端(MT)、用户终端(UT)、订户站(SS)、无线装置、个人数字助理、无线调制解调器、手持装置等。另外，在本公开中，基站(BS)通常是指执行与UE和/或与另一BS的通信并与UE和/或另一BS交换各种数据和控制信息的固定站。BS可以被称为高级基站(ABS)、节点B(NB)、演进型节点B(eNB)、基站收发器系统(BTS)、接入点(AP)、处理服务器(PS)等。具体来说，UTRAN的基站称为Node-B，E-UTRAN的基站称为eNB，而新无线电接入技术网络的基站称为gNB。
在本公开中，节点是指被配置为通过与UE的通信来发送/接收无线电信号的固定点。不管其术语如何，各种类型的eNB可以用作节点。例如，BS、节点B(NB)、电子节点B(eNB)、微微小区eNB(PeNB)、归属eNB(HeNB)、中继、中继器等可以是节点。另外，节点可以不是BS。例如，节点可以是无线电远程头(RRH)或无线电远程单元(RRU)。RRH或RRU通常具有比BS的功率电平低的功率电平。由于RRH或RRU(在下文中，RRH/RRU)通常通过诸如光缆之类的专用线连接到BS，因此与通过无线电线路连接的BSR之间的协作通信相比，RRH/RRU和BS之间的协作通信能够平滑地执行。每个节点可以安装至少一个天线。天线可以是物理天线或天线端口或虚拟天线。
在本公开中，小区可以是指一个或更多个节点提供通信服务的指定地理区域。因此，在本公开中，与特定小区进行通信可以包括与为特定小区提供通信服务的BS或节点进行通信。另外，特定小区的DL/UL信号是指从/至为特定小区提供通信服务的BS或节点的DL/UL信号。向UE提供UL/DL通信服务的节点被称为服务节点，并且由服务节点提供UL/DL通信服务的小区尤其被称为服务小区。
基于3GPP的通信系统通常实现小区，以管理无线电资源，并且与无线电资源相关联的小区与地理区域的小区区别开。例如，地理区域的“小区”可以理解为节点可使用载波能够提供服务的覆盖范围，而无线电资源的“小区”与作为由载波配置的频率范围的带宽(BW)相关联。由于作为节点能够发送有效信号的范围的DL覆盖和作节点能够从UE接收有效信号的范围的UL覆盖取决于携带信号的载波，所以节点的覆盖范围可以与节点所使用的无线电资源的“小区”的覆盖范围相关联。因此，术语“小区”有时可以用于指示节点的服务覆盖范围，在其他时间指示无线电资源，或者在其他时间指示使用无线电资源的信号能够以有效强度达到的范围。与无线电资源相关联的“小区”由下行链路资源和上行链路资源的组合(即，DL分量载波(CC)和UL CC的组合)定义。该小区可以仅由下行链路资源配置，或者可以由下行链路资源和上行链路资源配置。
对于在本说明书中使用的术语和技术当中的未具体描述的术语和技术，能够参考诸如3GPP TS 36.211、3GPP TS 36.212、3GPP TS 36.213、3GPP TS 36.321和3GPP TS36.331之类的3GPP LTE/LTE-A标准文档和诸如3GPP TS 38.211、3GPP TS 38.212、3GPP38.213、3GPP 38.214、3GPP 38.215、3GPP TS 38.321、3GPP TS 38.300和3GPP TS 38.331的3GPP NR标准文档。
参照标准3GPP TS 36.211，对于除物理随机接入信道之外的全部物理信号和物理信道，如下生成OFDM符号基带信号，例如，单载波频分多址(SC-FDMA)基带信号。在LTE系统中，通过下式针对时间间隔0≤t＜(NCP，l+N)×Ts(其中，快速傅里叶变换(FFT)尺寸N等于2048)来定义在上行链路时隙中SC-FDMA符号l中的时间连续信号sl(t)。
式1
其中，子载波间隔为Δf＝15kHz，ak，l为资源元素(k，l)的内容。索引k是在频域中从0到NUL RB×NRB sc-1编号的索引，并且l是在时域中从0到NUL symb-1编号的索引。
在LTE系统中，每个时隙中的上行链路传输的信号利用NUL RB×NRB sc个子载波和NUL symb个OFDM符号的资源网格。资源网格中的每个资源元素由时隙中的索引对(k，l)唯一定义，其中k＝0，...，NUL RB×NRB sc-1和l＝0，...，NUL symb-1。表达式NUL RB表示上行链路(UL)时隙中的资源块(RB)的数量，并且取决于小区中配置的上行链路传输带宽。表达式NRB sc表示组成一个RB的子载波的数量。在LTE系统中，NRB sc＝12。RB被定义为在频域中12个连续的子载波。表达式Ts是LTE的基本时间单位，其中Ts＝1/(15*103*2048)秒。作为参考，采样时间定义为1/(NFFT*Δf)，其中NFFT是FFT尺寸(等于IFFT尺寸)，Δf是子载波间隔。当NFFT＝2048并且基本子载波间隔是Δf＝15kHz时，LTE系统的基本时间单位Ts对应于采样时间。表达式NUL symb表示UL时隙中SC-FDMA符号的数量，其中对于正常循环前缀(CP)，NUL symb＝7，并且对于扩展CP，NUL symb＝6。表达式NCP，1是循环前缀长度。下表列出了在LTE系统的上行链路上使用的NCP，1的值。
表1
时隙中的SC-FDMA符号从l＝0开始按l的递增次序发送，其中，SC-FDMA符号l>0在时隙内由表达式
通过下式针对0≤t＜(NCP，l+N)×Ts定义下行时隙中在正交频分复用(OFDM)符号l中在天线端口p上的时间连续信号
式2
其中，并且
在LTE系统中，每个时隙的下行链路传输信号由NDL RB×NRB sc个子载波和NDL symb个OFDM符号的资源网格描述。资源网络中的每个资源元素在时隙中由索引对(k，l)唯一标识，其中k＝0，...，NDL RB×NRB sc-1并且l＝0，...，NUL symb-1。NDL RB表示DL时隙中的RB的数量，并且取决于小区中配置的下行链路传输带宽。NDL symb表示DL时隙中OFDM符号的数量，其中，对于正常循环前缀(CP)，NDL symb＝7，并且对于扩展CP，NDL symb＝6。NCP，1是循环前缀长度。下表列出了在LTE系统的下行链路上使用的NCP，1的值。
表2
图1A和图1B例示了可以在一些系统(例如，LTE系统)中实现的基带信号到载波频率的调制和上转换的示例。具体地，图1A例示了针对每个天线端口的复数值的SC-FDMA基带信号到载波频率的调制和上转换的示例，并且图1B例示了针对每个天线端口的复数值的OFDM基带信号到载波频率的调制和上转换的示例。
例如，如标准3GPP TS 36.101所规定的，可以在上行链路发送之前执行滤波，并且例如，如标准3GPP TS 36.104所规定的，同样可以在下行链路发送之前执行滤波。在图1A和图1B的示例中，频率f0是上转换频率。在一些场景下(例如，在LTE系统中)，上转换频率可以设置为等于小区的载波频率。
在一些系统中(例如，在LTE系统中)，由于小区的同步信号和小区的物理广播信道(PBCH)在小区的载波频率附近总共六个RB中传输，因此，LTE系统的用户设备(UE)能够通过获取同步信号和PBCH而知道小区的下行链路载波频率。在这样的场景中，如果UE和基站(BS)知道下行链路载波频率，则在以下场景中它们也可以知道上行链路载波频率：(i)下行链路载波频率和上行链路载波频率相同，例如，在时分双工(TDD)的情况下；或者(ii)预先确定了与下行链路载频一起使用的上行载波频率，例如，在频分双工(FDD)的情况下；或者(iii)通过小区的系统信息等显式地广播上行链路载波频率。结果，在LTE系统的这种场景下，UE和基站(BS)二者可以知道小区发送/接收无线电信号所使用的载波频率。
在传统的LTE系统中，以下频率被配置为相同：(i)射频(RF)滤波器(例如，IFFT和上转换之间的滤波器、上转换之后应用的滤波器等)的中心；(ii)载波带宽的中心频率；以及(iii)上转换频率f0。另外，相同的频率用于将基带上转换为载波频率信号以及用于将无线电信号下转换为基带信号。
但是，随着机器类型通信(MTC)、物联网(IoT)通信以及超可靠低延迟通信(URLLC)的各种利用的增加，正在开发不同于传统LTE通信技术的新无线电接入技术(NR)。NR系统考虑使用在传统通信系统中使用的频带上的频率，并且还考虑支持比在传统通信系统中使用的频带宽得多的带宽。考虑到传统LTE系统由于各种约束而难以引入具有前向兼容性的通信技术的缺点，正在开发NR系统以减小这种约束，从而便于引入与NR系统具有前向兼容性的未来通信技术。
因此，在NR系统中，用于基带信号的上转换的频率不必限于小区的中心频率。另外，在NR系统中，发送同步信号的频率资源不必限于小区的频带的中心。
考虑到UE可能无法一次支持NR系统中要支持的宽带宽，UE可以配置为在小区的一部分频率带宽(以下称为带宽部分(BWP))中操作。可以基于任何参考点来指配BWP。参考点不必限于小区的中心频率。如果仅将小区的一部分频率带宽用于诸如基于BWP的通信和NB-IoT之类的通信，则接收装置在对接收信号进行下转换之前可能不知道发送装置使用的上转换频率。
因此，用于基带信号的上转换频率可能与用于无线电信号的下转换频率不同，并且上转换频率不一定限于RF滤波器的中心。
此外，期望在NR系统中将支持各种参数集。如果针对相同频带的参数集改变，则子载波间隔可能改变。子载波间隔的这种改变可能导致上转换频率或下转换频率的改变。因此，需要一种发送装置和接收装置能够容易地分别调整上转换频率和下转换频率的技术。
在更详细地解释本公开的实现之前，将描述到目前为止所讨论的NR系统的基本帧结构和物理资源，以便于对本公开的理解。
在本公开的描述中，除非另有说明，否则时域中各个字段的尺寸以时间单位Tc＝1/(Δfmax*Nf)表示，其中Δfmax＝480*103Hz，并且Nf＝4096，或以时间单位Ts。Tc是NR的基本时间单位。常数κ＝Ts/Tc＝64，其中Ts＝1/(Δfref*Nf，ref)，Δfref＝15*103Hz，Nf，ref＝2048。Ts是LTE的基本时间单位。在NR中，如下表所给出的，支持多种OFDM参数集，其中μ和带宽部分的循环前缀由BS提供的高层参数给出。
表3
μ
Δf＝2<sup>μ</sup>*15[kHz]
循环前缀
0
15
正常
1
30
正常
2
60
正常、扩展
3
120
正常
4
240
正常
下行链路和上行链路传输被组织成具有Tf＝(ΔfmaxNf/100)*Tc＝10ms持续时间的帧，每个帧由Tsf＝(ΔfmaxNf/1000)*Tc＝1ms持续时间组成。每个子帧的连续OFDM符号的数量为
对于子载波间隔配置μ，时隙在子帧内按递增顺序编号
表4
表5
在表4和表5中，表示每个时隙的符号数量，是对于子载波配置μ的每个帧的时隙数量，是对于子载波配置μ的每个子帧的时隙数量。
针对每个参数集和载波，定义了
资源块(RB)被定义为频域中NRBsc＝12个连续子载波。参考资源块在频域中从0开始向上编号。对于所有子载波间隔配置μ，参考资源块0的子载波0是公共的，也表示为“参考点A”或“点A”，并且用作其他资源块网格的公共参考点。参考点A是从BS提供的高层参数获得的。对于子载波间隔配置μ，公共资源块(CRB)在频域中从0开始向上编号。对于子载波间隔配置μ的公共资源块0的子载波0与参考点A一致。频域中的公共资源块编号nCRB与针对子载波间隔配置μ的资源元素(k,l)之间的关系由下式给出。
式3
其中，对于子载波间隔配置μ，相对于资源网格的子载波0来定义k。
在NR系统中，物理资源块(PRB)定义在载波带宽部分内并且从0到
式4
其中，是载波带宽部分相对于公共资源块0开始的公共资源块。
带宽部分是在给定载波的带宽部分i中针对给定参数集μi定义的连续公共资源块的子集。带宽部分中资源块的起始位置和数量应满足
在一些无线通信系统中，发送器和接收器使用的载波频率是彼此已知的，并且发送器和接收器分别设置与上转换频率和下转换频率相同的载波频率。但是，由于模拟振荡器或锁相环(PLL)的不准确性，在发送器和接收器产生的频率之间出现误差，即，频率偏移。在这种情况下，信号相位依据接收端的符号而变化。然而，通常，由于模拟模块的不准确性引起的相位变化并没有严重到使得用参考信号(RS)进行的信道估计无用，并且通常，这种相位变化并不会极大地影响接收信号的恢复。
另一方面，在诸如支持宽带小区的NR系统的无线电通信系统中，UE和BS可能不得不在没有关于UE和BS已知的用于上转换的载波频率的信息的情况下进行操作。因此，当UE和BS使用不同的载波频率执行上转换和下转换时，即使假设不存在由于模拟振荡器或PLL的不准确性引起的频率偏移(即，频率误差)，接收装置的相位也可能在每个符号中突然改变，如稍后将描述的。
对于除了物理随机接入信道(PRACH)以外的任何物理信道或信号，子帧中对于OFDM符号l在天线端口p上和子载波间隔配置μ的时间连续信号
式5
其中，
式6
其中，
在式5和式6中，
式7
这里，OFDM符号l的有效符号长度Nμ u和OFDM符号l的循环前缀(CP)长度Nμ CP，l为：
式8
在PRACH的天线端口p上的时间连续信号由下式定义。
式9
K＝Δf/ΔfRA
其中，式9中每个参数的详细描述能够在3GPP TS 38.211中找到。
发送装置使用频率为fTx的自由运行振荡器将针对天线端口p和子载波间隔配置μ的OFDM符号基带信号上转换至上行频率fTx。针对天线端口p和子载波间隔配置μ的OFDM符号基带信号到上转换频率fTx的上转换可以表示为：
式10
在式10中，可以是针对子载波间隔配置μ的RB的数量。可以是
式11
即使发送装置仅发送复信号的实值，接收装置也在接收到的信号转换回复信号之后应用FFT。因此，在本公开的描述中，为了方便起见，将发送信号表示为复信号，并且在建模中等同于实信号。同样应用于接收操作。
当接收装置接收到无线电信号x(p,μ)(t)时，接收装置对x(p,μ)(t)执行频率下转换以获得基带信号
式12
为了示出接收信号的相位变化，频率fTx和fRx可以表示为fTx＝NTx*Δf+Δoffset和fRx＝NRx*Δf+Δoffset，其中，Δf是子载波间隔，项NTx是最接近fTx/Δf的正整数(例如，floor{fTx/Δf}或ceil{fTx/Δf})，项NRx是最接近fRx/Δf的正整数(例如，floor{fRx/Δf}或ceil{fRx/Δf})，而Δoffset是实数，其大小小于Δf。在本公开的描述中，为了简单起见，使用相同的Δoffset来表示fTx和fRx，但是在fTx和fRx之间Δoffset可以不同。
利用这些表达式，式12可以如以下给出的重新排列。
式13
即使在没有频率偏移的环境中，该频率偏移是由发送器/接收器组件的特性无意产生的频率误差，如果出于以下原因fTx不等于fRx，则接收信号
图2A和图2B是例示了就装置和信号波形而言的根据上转换频率和下转换频率之差的相位变化的示例的图。
参照图2A，发送装置意欲发送的信息符号ak通过IFFT被转换为OFDM基带信号s(t)。发送装置使用频率为fTx的自由运行振荡器将s(t)上转换为当
参照图2B，当将循环前缀(CP)添加到通过对信息符号执行IFFT而获得的IFFT信号时，获得OFDM符号信号。添加到IFFT信号的CP在时域中引起相对于IFFT信号波形的转变。结果，当OFDM符号信号加载到自由运行的OSC的信号上时，所发送信号的相位在OFDM符号的开始处可能不为零。另外，在OFDM符号的开始当中，发送/接收信号的相位可以不同。
因此，如果fTx不等于fRx，则由于fTx和fRx之差引起的符号之间的突然相位改变，在通过接收端的信道估计的信号恢复过程中性能将显著降低。如果相位在OFDM符号之间突然改变，则接收器无法将使用特定OFDM符号的参考信号(RS)获得的信道估计值应用于其他OFDM符号，否则当使用信道估计值时接收信号可能无法恰当地恢复。对于发送器而言，在每个OFDM符号中***RS以使接收器正确估计每个符号的信道状态并不恰当，这是因为RS开销变得过大。
多种类型的技术可以用于NR系统，以减轻符号之间的这种相位不连续/失配的问题。下面将介绍此技术的一些示例，以及每种技术的潜在缺点。
*技术A：gNB向UE通知gNB使用的载波频率，UE对相应的相位不连续性进行补偿。
根据该方案，如果BS在没有单独执行预补偿的情况下发送发送信号，则UE使用BS的载波频率信息针对每个符号执行相位不连续性的补偿。例如，作为接收器的UE逐个符号地执行相位补偿，以消除由于式12中出现的相位不连续性。另外，当UE发送信号时，用作发送侧的UE对相位不连续性项执行预补偿，并且BS在假设BS和UE的载波频率彼此相等的前提下执行接收。然而，该技术的缺点在于，BS和UE二者必须实现两种模式，这是因为必须附加地定义BS和UE在发送关于BS使用的载波频率的信息之前的操作，以及BS和UE在发送了关于BS使用的载波频率的信息之后的操作。
*技术B：作为发送器的BS使用UE的DL载波频率信息执行相位预补偿。
例如，该技术可以在NB-IOT系统中实现为在接收器接收到实现A中的关于载波频率的信息之前的操作。例如，发送器逐符号地执行相位预补偿以消除由于式12中出现的相位不连续性。在这种情况下，接收器仅需要假设发送器和接收器的载波频率彼此一致来操作。然而，在该技术中，当如在NR系统中那样配置针对UE具有不同频率位置的带宽部分时，BS必须针对每个UE使用不同的值来执行相位预补偿。因此，利用该技术，UE的接收器操作变得非常简单，但是BS的发送器操作变得非常复杂。
*技术C：发送器和接收器在公共参考点的前提下执行相位预补偿。
在该技术中，发送器不使用关于接收器的载波频率的信息(并且接收器不使用关于发送器的载波频率的信息)。取而代之的是，在发送器和接收器之间预定义了公共参考点，并且逐个符号地执行关于该参考点的相位预补偿。例如，发送器对由于出现的相位不连续性执行相位(预)补偿，并且接收器对由于出现的相位不连续性执行相位(预)补偿。作为特定示例，在一些场景下，可以如下修改上式5以进行相位预补偿。
式14
这里，Δfref＝15kHz，并且
作为参考，NR标准没有明确规定用于实现的具体技术。在NR标准中，调制和上转换技术定义为如下表所示，使得发送侧和接收侧分别逐个符号地将载波频率重置为零相位，以在每个符号起始点处保持载波频率的一定值的相位(参见3GPP TS 38.211第5.4节)。在标准文档3GPP TS 38.211 V15.1.0中对此进行了如下规定。
表6
图3例示了在符号边界处重置相位的示例。即，图3是例示了在NR标准中定义的相位补偿的示例的图。在图3中，TCP对应于表6的
式15
当重新排列式15来解释式15在实际实现中如何出现时，可以得到下式。
式16
到目前为止描述的增加相位不连续性/失配的技术定义了在载波频率级的相位复位。对于载波频率级的实际上转换(或下转换)，使用诸如锁相环(PLL)和混频器之类的组件。
图4A和图4B是根据本公开的一些实现的基带信号的生成以及调制和上转换至其载波频率的示例。
参照图4A和图4B，例如，使用PLL生成用于实际上转换(或下转换)的载波频率，并且混频器等用于上转换至载波频率。诸如PLL和混频器之类的组件被实现为模拟装置或以极高的速度操作，因此在一些场景下，可能难以在发送侧和接收侧实现载波频率级的相位复位。
换句话说，参照表6，NR标准规定了应通过直接控制载波频率的相位来实现相位复位。但是，在一些场景下，实际上可能难以直接控制载波频率的相位。因此，由于实际上难以直接控制在载波频率处的相位，一些系统使用在载波频率级具有连续相位的载波频率执行上转换和下转换，并且进一步在基带级实现相位复位功能，以消除在模拟级由上转换/下转换引起的符号之间的相位不连续性/失配。
在这样的系统中，参照式16，使用具有连续相位的载波频率在载波频率级的上转换和下转换分别对应于
因此，在这种系统中，发送侧和接收侧仅使用它们各自的载波频率来补偿相位，分别对应于式16中的
因此，当前的NR标准(3GPP TS 38.211 V15.1.0)可以理解为规定发送侧在下转换所用的载波频率为0的前提下利用
如上所讨论的(关于技术A至C)，基于NR标准的一些无线通信系统可以通过基于载波频率计算每个符号中的相位来应用相位补偿项。然而，考虑到作为fXX(其中XX是Tx或Rx)的无数可适用频率或可用频率，该相位补偿项可能成为非常高分辨率和非常长周期的函数，潜在地强加非常复杂的实现。
为了解决这样的挑战，本公开描述了用于解决发送器和接收器在不知道传输所使用的载波频率或者不知道上转换/下转换频率的知识的情况下进行操作的场景的实现。
降低复杂度的技术
当前NR标准定义了以下参数集(例如，参见3GPP TS 38.101-1的第5.4节和3GPPTS 38.101-2的第5.4节)。
表7
表8
NR标准具有在3GPP中规定的两个主要频率范围(FR)。一个通常称为6GHz以下并对应于表7和8中的频率范围FR1，并且另一个被称为毫米波并对应于表7和8中的频率范围FR2。最大值带宽和可用子载波间隔依据频率范围而不同。
表7示出了信道栅格，即NR-ARFCH定义，并且表8示出了同步栅格。
信道栅格定义了用于标识射频(RF)信道位置的RF参考频率的集合。用于RF信道的RF参考频率映射到载波上的资源元素。针对从0至100GHz的全部频率定义了全局频率栅格，并全局频率栅格用于定义允许的RF参考频率的集合。全局频率栅格的粒度为ΔFGlobal。对于每个操作频带，来自全局频率栅格的频率子集适用于该频带，并以粒度ΔFGlobal形成该频带的信道栅格。
同步栅格表示当没有关于SS块位置的显式信令时UE能够用于系统获取的同步(SS)块的频率位置。针对所有频率定义了全局同步栅格，并且SS块的频率位置被定义为具有相应全局同步信道号(GSCN)的SSREF。
在表8中给出了同步栅格和SS块的相应资源元素之间的映射。映射取决于信道中分配的RB的总数，并且应用于UL和DL二者。表8示出了SS块的RB#10的资源元素(RE)#0(即，子载波#0)的位置。SS块由二十个RB组成。当组成SS块的二十个RB从0到19被编索引时，由同步栅格所指示的频率对应于第一RE，即，RB#10的第一子载波在RB#0至RB#19当中的位置。
如表7和表8所示，信道栅格和SS栅格固定为某一值。因此，如果载波频率表示为fTx＝NTx*Δf+Δoffset，则偏移项Δoffset可以对于频率范围FR1(<3GHz)可以限制为一些特定值(例如，-5kHz、0或5kHz)，而对于其余频带，可以限制为0。在以上表达式中，如关于式12所讨论的，项Δf是子载波间隔，项NTx是最接近fTx/Δf的正整数(例如，floor{fTx/Δf}或ceil{fTx/(Δf})，项Δoffset是其大小小于Δf的实数(以下，对fTx的描述也适用于fRx)。
另外，针对基于Δf确定的采样时间，对于每个子载波间隔，在当前LTE/NR通信系统中用于每个符号的、包括用于循环前缀(CP)的采样数量的采样数量是16的整数倍。即，CP长度是144＝16×9或160＝16×10，并且OFDM符号的除了CP部分之外的信号部分的长度是2048＝16×128。例如，对于20MHz的带宽，其在LTE或NR标准中是Δf＝15kHz的子载波间隔，采样频率为30.72MHz，一个子帧(或一个时隙)由30720个采样组成，并且每个OFDM符号由2048+144个采样时间或2048+160个采样时间组成。作为参考，在本公开的描述中，每个采样时间Ts为1/(30.72MHz)，即，Ts＝1/(2048×15×103kHz)。
在一些场景下，NR和LTE系统可以使用与对应于作为Δf＝15kHz子载波间隔的20MHz的带宽的参数集成正比的值作为参数集，因此应注意的是，本公开中描述的所有频率基于与作为15kHz的子载波间隔的20MHz的带宽相对应的参数集。此处，2048是在使用以上参数集(例如，15kHz子载波间隔和20MHz带宽)时由FFT尺寸所定义的信号长度(即，OFDM符号的有效符号长度)，144和160对应于当使用以上参数集(例如，Δf＝15kHz子载波间隔和20MHz带宽)时的循环前缀(CP)长度。
例如，可以针对发送信号和接收信号实施相位复位，以解决其中根据上转换频率的信号周期不是OFDM符号长度的整数倍的场景、其中OFDM符号长度等于循环前缀(CP)部分的长度加上信号部分的长度的场景。因此，在一些场景下，如果使用信号周期的整数倍具有与OFDM符号长度相对应的周期的载波频率，则可能无法实现相位复位。
例如，考虑以下通信系统：OFDM符号的循环前缀(CP)部分由144＝16*9个采样或160＝16*10个采样组成，而OFDM符号的信号部分由2048＝16*128个采样组成，并且IFFT/FFT尺寸为2048。在这种系统中，如果上转换频率被设置为周期为16个采样的频率或频率1/(16*Ts)则将不需要相位复位，其中，16是{144，160，2048}的最大公约数。代之以采样时间Ts，则这对应于等于1/(16*Ts)＝1/{16*1/(FFT尺寸*Δf)}＝1/{16*1/(2048*Δf)}＝128Δf的上转换频率。这样，如果上转换频率被设置为值1/(16*Ts)＝128Δf，则将不需要相位复位。
其原因在于，具有16个采样的周期性的频率(16是144、160和2048的最大公约数)在OFDM符号的每个信号部分的开始处具有相同的相位。具体地，这是因为对于周期为16*Ts的正弦波，在长度为144Ts的CP部分中包括9个这样的正弦波，在长度为160Ts的CP部分中包括10个这样的正弦波，并且在长度为2048Ts的CP部分中包括128个这样的正弦波。例如，考虑NR系统支持的最小子载波间隔Δf＝15kHz，如果使用与15kHz*2048/16＝15kHz*128＝1.92MHz的整数倍相对应的载波频率，则在每个OFDM符号的信号部分的开始处相位自然变为0，因此不会出现相位偏移问题。
此外，根据子载波间隔为Δf＝15kHz、循环前缀(CP)长度为144Ts和160Ts、并且OFDM的信号部分(即，有效符号)长度为2048Ts的参数集，在频率对应于1.92MHz的整数倍的情况下，即使在CP起始点相位也将为0。更笼统地说，当针对OFDM符号信号生成定义了多个CP长度(例如NCP，1、NCP，2、……)并且每个OFDM符号的有效采样数量(即，OFDM符号中除CP以外的信号部分的采样数量(即，IFFT/FFT尺寸))为Nsample时，则不导致每个符号相位不连续性的频率将是一个周期对应于数量与{NCP，1、NCP，2、…、Nsample}的最大公共约数相对应的采样的频率。
这样的不会引起每个符号的相位不连续性的频率可以使用子载波间隔如下地表示：这里，gcd{NCP，1、NCP，2、…、Nsample}是NCP，1、NCP，2、……、和Nsample的最大公约数。
将其应用于上述2048、160和144的参数集，得出NbaseΔf＝128Δf。如果使用FFT尺寸＝4096，则在NR标准中，循环前缀(CP)长度更改为144*2和160*2。因此，更改后的CP长度应用于得到Nbase＝128的相同结果。
作为另一示例，即使当FFT尺寸从2048减小到例如FFT尺寸＝1024时，CP长度也更改为144/2＝72和160/2＝80。因此，更改后的CP长度应用于得到Nbase＝128的相同结果。
以下，作为示例，本公开描述了如下通信系统(例如，LTE系统或NR系统)的实现，其中循环前缀(CP)部分的长度和信号部分的长度是144*2μ或160*2μ，并且OFDM符号的信号部分的长度为2048×2μ(其中μ为整数)。
在这样的场景下，可以使用128Δf表示不会引起相位不连续性的频率。然而，实现不限于此，并且即使在使用与所示例的CP长度和信号部分长度不同的CP长度和信号部分长度的场景下，本公开也适用。
例如，本公开的实现可以应用于其中一个周期对应于数量与{NCP，1、NCP，2、……、Nsample}的最大公约数相对应的采样的频率用作基本载波频率fbase(即，使用的整数倍作为fbase)的场景。
如此，在下面的描述中，以上描述为128Δf的整数倍的基本载波频率fbase可以概括为一个周期对应于数量与{NCP，1、NCP，2、……、Nsample}的最大公约数相对应的采样的频率的整数倍，或者
对于使用128Δf的基本载波频率的场景，fTx可以表示为：
式17
fTx＝NTx·Δf+Δoffset＝Nint·128Δf+Nfrac·Δf+Δoffset＝fbase+ffrac+Δoffset
这里，项项Nfrac＝modulo(NTx，128)，项fbase是载波频率当中的以128Δf的分辨率(例如，在Δf＝15kHz时1.92MHz的分辨率)获得的量化(向下量化、例如用向下取整函数)版本，并且项ffrac是针对fbase和fTx之差用Δf量化的版本。
项Δoffset表示以Δf＝15kHz为单位的与频率的偏差。在NR系统中，例如，Δoffset可以设置为+/-5、0kHz。具体地，基于Δf＝15kHz的子载波间隔，Δoffset可以定义为-5kHz、5kHz和0kHz之一。在一些实现中，可以用舍入函数而不是向下取整函数来代替Nint。在这种情况下，Nfrac可以定义为Nfrac＝NTx–128*round(NTx/128)。当用四舍五入函数而不是向下取整函数代替Nint时，除Nfrac＝NTx–128*round(NTx/128)以外的其他操作与在Nint定义为向下取整函数时相同。
在式17中，基本载波频率fbase是用于以OFDM符号为单位始终将相位复位为某个值的频率。因此，对应于相位补偿的表达式具有与相同的值。
仅考虑正常循环前缀(CP)，针对发送器和接收器之间的载波频率差，要应用于一个符号的相位补偿项
因此，如果针对多个符号的相位补偿值的集合表示为序列，仅考虑正常循环前缀(CP)，则根据Nfrac＝0、…、127和Δoffset＝-5kHz、0kHz、5kHz的组合，相位补偿项需要128*3个序列。如果将Δoffset的可能值的数量更改为3以外的b，则可以需要128*b个序列，用于相位补偿。对于具有Δoffset＝0的频率范围FR1(＞3GHz)或FR2，可以仅需要128个序列(例如，Nfrac＝0、…、127)。在此，相位补偿项具有最长达1ms的周期。即，假设每个OFDM符号的信号部分的一个周期是2048个采样时间，如果在任意OFDM符号边界处针对特定载波频率的相位值是α，则因为采样时间Ts＝1/15000*2048秒，所以相同的相位值α在2048个采样时间(即，1毫秒)之后出现。fTx＝Nint*128Δf+Nfrac*Δf+Δoffset，并且针对Nint*128Δf不需要相位补偿。因此，在NR系统中，能够如下地计算相位补偿项
式18
使用载波频率fTx＝NTx*Δf+Δoffset的原始定义，可以如下给出发送侧的最终信号。
式19
*实现1
在实现1中，载波频率fTx用于使用自由运行OSC的频率上转换，并且载波频率fRx用于使用自由运行OSC的频率下转换。
图5A至图5C是例示了本公开的实现1的示例的图。具体地，图5A示出了根据实现1的发送侧结构的一部分的示例，并且图5B和图5C示出了根据实现1的接收侧结构的一部分的示例。
参照图5A，在将OFDM基带信号上转换至载波频率之前，发送侧通过使用128个复数值序列或128*3个复数值序列当中针对载波频率fTx计算出的一个复数值序列对每个符号处的信号执行乘法(即，执行相位复位)。然后，发送侧使用fTx执行上转换。使用针对载波频率fTx的128个复值序列之一(或128*3个复值序列之一)进行相位补偿，并将组成相应复值序列的多个元素一一对应地应用于多个OFDM符号。
在接收侧以类似的方式执行实现1。下面详细描述实现1在接收侧的操作的示例。
如上面针对发送器结构所述，在载波频率表示为fRx＝NRx*Δf+Δoffset的场景下，接收器处在频率范围FR1(<3GHz)内，Δoffset可以是-5kHz、0kHz或5kHz，并且在其他频带中为0kHz。另外，针对基于Δf确定的采样时间，对于每个子载波间隔，在当前LTE/NR通信系统中用于每个符号的、包括用于循环前缀(CP)的采样数量的采样数量是16的整数倍。因此，在这种情况下，当Δf＝15kHz时，如果与15kHz*2048/16＝15kHz*128＝1.92MHz的整数倍相对应的载波频率用于下转换，则信号部分的相位(即，有效符号)自然会在每个OFDM符号处从0开始，并且因此可能不会引起上述问题。此外，假设子载波间隔为Δf＝15kHz，CP长度为160Ts和144Ts，并且有效符号长度为2048Ts，这与LTE和NR系统中当前可用的参数集相对应，在频率对应于1.92MHz的整数倍的情况下即使在CP起始点处相位也为0。
更一般地，当针对OFDM符号信号生成定义了多个循环前缀(CP)长度(例如，NCP，1，NCP，2，…)并且每个OFDM的有效采样数量(即，OFDM符号中除CP之外的信号部分中的采样数量(即，IFFT/FFT尺寸))为Nsample时，那么一个周期对应于数量与{NCP，1，NCP，2，…，Nsample}的最大公约数相对应的采样的频率是不会引起每个符号相位不连续性的频率。这样的不会引起每个符号相位不连续位的频率可以使用子载波间隔如下地表示：
将其应用于上述参数集(即，2048、160、144)，得到NbaseΔf＝128Δf。如果在作为Δf＝15kHz子载波间隔的20MHz带宽的示例中使用FFT尺寸＝4096，则在NR标准中，循环前缀(CP)长度更改为144*2和160*2。因此，更改后的CP长度应用于得到Nbase＝128的相同结果。作为另一示例，即使当FFT尺寸从2048减小到例如FFT尺寸＝1024，CP长度也昜改为144/2＝72和160/2＝80。因此，更改后的CP长度应用于得到Nbase＝128的相同结果。如上所述，将使用下面的128Δf来表示不引起相位不连续性的频率。
利用128Δf，fRx能够表示为：
式20
fRx＝NRx·Δf+Δoffset＝Nint·128Δf+Nfrac·Δf+Δoffset＝fbase+ffrac+Δoffset
这里，Nfrac＝modulo(NRx，128)，fbase是载波频率当中的以128Δf的分辨率(例如，在Δf＝15kHz时1.92MHz的分辨率)获得的量化(向下量化，即应用向下取整函数)版本，并且ffrac是针对fbase和fTx之差用Δf量化的版本。Δoffset表示以Δf＝15kHz为单位的距离频率的量。在NR系统中，例如，Δoffset可以被设置为+/-5、0kHz。具体地，基于Δf＝15kHz的子载波间隔，Δoffset可以定义为-5kHz、5kHz和0kHz之一。在一些实现中，可以用舍入函数而不是向下取整函数来代替Nint。在这种情况下，Nfrac可以定义为Nfrac＝NTx–128*round(NTx/128)。当用四舍五入函数而不是向下取整函数实现Nint时，除Nfrac＝NTx–128*round(NTx/128)以外的其他操作与在Nint定义为向下取整函数时相同。
在式20中，fbase是用于以OFDM符号为单位始终将相位复位为某个值的频率，并且因此，对应于相位补偿的与具有相同的值。因此，仅考虑正常循环前缀(CP)，根据Nfrac＝0、…、127和Δoffset＝-5kHz、0、5kHz的组合，相位补偿项仅需要128*3个序列。如果Δoffset的可能值的数量更改为不同于3的值b，则可以实现128*b个序列用于相位补偿。对于具有Δoffset＝0的频率范围FR1(＞3GHz)或频率范围FR2，可以实现仅128个序列(例如，Nfrac＝0、…、127)。在此，相位补偿项具有最长达1ms的周期。fTx＝Nint*128Δf+Nfrac*Δf+Δoffset，并且对于Nint*128Δf不实现相位补偿。因此，在NR系统中，可以如下地计算相位补偿项
式21
当使用载波频率fRx＝NRx*Δf+Δoffset的原始定义来定义接收侧操作时，那么根据实现1的接收侧操作可以表示为下式22。
式22
在式22中，积分表示与FFT相对应的函数，并且式22的运算可以表示为如图5B所示。当在对接收信号实际进行下转换之后执行模数转换时，由积分式表示的FFT以离散公式的形式实现，如式23所示。式23的运算可以表示为图5C所示。
式23
图5B和图5C的示例之间的区别在于相位复位函数的位置，并且其他函数相同。
在使用fRx对接收信号执行下转换或使用fRx对接收信号执行下转换和FFT之后，接收侧通过使用128个复数序列当中或128*3个复数序列当中按照载波频率fRx计算出的一个复数值序列，对每个符号的信号执行乘法来执行相位复位。
根据实现1的发送装置和接收装置可以存储或个或
如此，根据本公开的一些实现，当载波频率改变时，也可以改变用于相位补偿的序列，但是改变后的序列是仅128个可能序列或128×3个可能序列之一。因此，在本公开的一些实现中，发送侧和接收侧中的每一个可以针对每个可用载波频率存储与相位改变的周期的正整数倍相对应的、由要应用于OFDM符号的相位补偿值组成的序列，并且在处理使用特定载波频率的OFDM符号信号期间通过在每个周期中应用与特定载波频率相对应的序列来执行相位补偿。
例如，如果OFDM符号的相位以1ms的周期性变化，并且在1ms的时段中包括14个OFDM符号，则针对特定载波频率的相位补偿值序列由针对14个OFDM符号中的每个的14个相位补偿值组成。发送侧和接收侧可以针对每个载波频率存储在1ms的间隔要应用的相位补偿值序列，并且可以使用所存储的相位补偿值序列对相应的载波频率执行相位补偿。
*实现2
类似于实现1，实现2也使用fbase＝Nint*128Δf的基本载波频率来便于执行相位复位或便于解决OFDM符号之间的相位失配。在此，项fbase是128Δf的整数倍的频率当中(例如，小于或等于fXX的频率当中，或者大于或等于fXX的频率当中或者fTx两侧的频率当中)最接近fXX(其中，下标XX，对于发送侧是Tx，对于接收侧是Rx)的频率。在下文中，fbase由Nint*128Δf(其中，Nint是整数)表示。
通过比较，在上述实现1中，载波频率fTx用于使用自由运行OSC(即，模拟OSC)进行频率上转换，而载波频率fRx用于进行使用自由运行OSC进行频率下转换。
相比之下，在实现2中，使用fXX的基本载波频率fbase＝Nint*128Δf以在模拟级执行频移(例如，用自由运行OSC的频移)，以及使用fXX的“fXX–Nint*128Δf”在数字级执行频移。当Nint*128Δf用作自由运行OSC中的上转换/下转换频率时，对OFDM符号给出相同的相移值(即，在OFDM符号的信号部分开始处的相位是相同的)。因此，当Nint*128Δf用作自由运行OSC中的上转换/下转换频率时，可能不需每个OFDM符号地计算和应用相移值，以进行相位补偿。
以下，将根据在数字级中要用于频移“fXX-Nint*128Δf”的模块来描述实现2的两个示例，作为实现2-1和实现2-2。
**实现2-1
图6A和图6B是例示了本公开的实现2-1的示例的图。具体地，图6A示出了根据实现2-1的发送侧结构的一部分的示例，并且图6B示出了根据实现2-1的接收侧结构的一部分的示例。在图6A和图6B中，tl表示OFDM符号l的信号部分在时域中的开始位置，并且可以表示为
当使用式17总结最终的发送器信号时，可以用下式表示发送器的发送信号。
式24
参照式24的最后一行，Nfrac＝modulo(NTx，128)是用于改变IFFT项中的资源的映射位置(即，子载波的映射位置)的项。即，在与IFFT项相对应的项
如此，在实现2-1中，通过将资源相对于IFFT的映射位置改变Nfrac，将基带信号被频移了fTx的“fTx-Nint*128Δf”(如果Δoffset不为0，则为“fTx-Nint*128Δf”的一部分)。由于IFFT本身具有复位相位的功能，所以通过改变相对于IFFT的资源映射位置而执行的频移不会引起OFDM符号之间的相位失配。式24的最后一行中的项
在一些场景下，通常难以数字地实现很大的频移。相反，由于Δoffset的值小，所以可以通过数字OSC容易地实现Δoffset的频移。在IFFT之后执行Δoffset的频移。在式24的最后一行中，表达式中的频率fbase是与128Δf的整数倍相对应的频率当中(例如，小于或等于fTx的频率当中，或大于或等于fTx的频率当中，或者fTx两侧的频率当中)最接近fTx的频率。作为示例，当Δf＝15kHz时，频率fbase可以是1.92MHz的整数倍，并且当Δf＝30kHz时，频率fbase可以是3.84MHz的整数倍。表达式
上述的实现1将相位补偿函数配置为使用特定数量的复数值序列(例如，128个或128×3个复数值序列)之一执行相位补偿。具体地，在上述实现1中，通过模拟OSC将频率上转换为载波频率fTx。相比之下，在实现2-1中，通过使用作为数字模块的IFFT的(fTx-Nint*128Δf)的频移和使用模拟OSC的Nint*128Δf的频移，实际执行至载波频率fTx的频率上移。
参照图6A，考虑到Δoffset，除了IFFT和上转换功能之外，还可以执行对应于Δoffset的移频操作。在一些实现中，Δoffset可以具有+/-5kHz的方差，尽管实现不限于此。此外，在频率范围FR2和FR1(>3GHz)的情况下，或者在频率范围FR1(<3GHz)中Δoffset＝0的情况下，如果Δoffset＝0，则可以执行频移操作而无需任何附加操作(例如，Δoffset的频移)。在这种情况下，可以省略图6A中的由
在接收侧可以配置相应的操作。下面将详细描述根据实现2的接收侧操作。
用式20总结的最终接收器信号可以如下地给出。
式25
参照式25的最后一行，Nfrac＝modulo(NRx,128)是用于在FFT项中改变资源的解映射位置的项。即，在FFT表达式中，项
在一些场景下，可能难以数字地实现非常大的频移。相比之下，由于Δoffset的值小，所以可以通过数字OSC容易地实现Δoffset的频移。在FFT之前执行Δoffset的频移。在式25的最后一行中，表达式中的频率fbase是与128Δf的整数倍相对应的频率当中(例如，小于或等于fRx的频率当中、或者大于或等于fRx的频率当中、或者fRx两侧的频率当中)最接近fRx的频率。作为示例，当Δf＝15kHz时，频率fbase可以是1.92MHz的整数倍，并且当Δf＝30kHz时，频率fbase可以是3.84MHz的整数倍。表达式表示从fbase的下转换的操作。在实现2-1中，可以使用模拟OSC来执行fbase的频移。
上述的实现1将相位补偿函数配置为使用特定数量的复数值序列(例如，128个或128×3个复数值序列)之一执行相位补偿。具体地，在上述实现1中，通过模拟OSC执行从载波频率fRx的频率下转换。
相比之下，在此所描述的实现2-1中，通过使用作为数字模块的FFT的“fRx-Nint*128Δf”的频移以及使用模拟OSC的fbase＝Nint*128Δf的频移，实际执行从载波频率fRx的频率下移。
参照图6B，除了FFT和下转换功能之外，还可以执行与Δoffset相对应的移频操作。另外，在频率范围FR2和FR1(＞3GHz)的情况下，或者在频率范围FR1(＜3GHz)中的Δoffset＝0的情况下，如果Δoffset＝0，则可以在没有任何附加操作的情况下执行频移操作(例如，Δoffset的频移)。在这种情况下，可以省略图6B中由表示的移频模块。
**实现2-2
在实现2-2中，与上述的实现2-1相同，使用模拟OSC执行载波频率fXX的fbase的频移。但是，在实现2-2中，由数字OSC执行fXX的“fXX-fbase”的频移(在实现2-1中使用IFFT/FFT执行)。
例如，可以通过数字OSC将信号乘以余弦值或正弦值来执行数字OSC的频移。在这种情况下，数字振荡器可以通过任何适当的技术来获得余弦/正弦值，例如，通过从计算机存储器读取余弦/正弦值，或者通过计算余弦/正弦值。为了使信号的相位在特定的时间点具有特定的值，数字OSC仅需要被配置为使得由数字OSC读取的用于特定采样的存储器的地址是存储器的存储使相位为一定值的余弦/正弦值的地址。或者，如果数字OSC实现为计算余弦/正弦值而不是从存储器中读取余弦/正弦值，则数字振荡器仅需要在特定的时间点将相位调整为所需值。也就是说，数字OSC可以被实现为读取存储具有针对特定时间/采样点的特定相位值的频移值的存储地址，或者针对特定时间/采样点将相位调整为特定相位值。因此，对于数字OSC进行的频移，这样的实现方式可以简化基于OFDM符号边界的相位复位函数。在这种场景下，一些实现可以不需要在发送端执行相位预补偿。
作为参考，OFDM符号之间的相位失配可能是由于应用IFFT/FFT的时间间隔与自由运行OSC运行期间的时间间隔之差异而引起的。利用数字OSC而不是作为模拟OSC的自由运行OSC来实现上转换/下转换频率，可以使得在OFDM符号的边界处的相位重置更加容易和简单。然而，由于发送器和接收器可能需要以几GHz为单位执行乘法，因此由数字OSC在载波频率的程度上进行上转换/下转换可能会导致非常高的复杂度。例如，要使用数字OSC执行至/从2GHz的上转换/下转换，根据Nyquist(奈奎斯特)采样定理应以至少4GHz为单位执行采样。因此，数字OSC必须实现为在4GHz的采样单位的基础上将输入信号乘以上转换/下转换的余弦/正弦值。用数字模块实现如此大量的乘法运算在一些场景下可能非常复杂，并且可能导致发送器和接收器的制造成本增加。因此，在一些场景下，载波频率的整体幅度不会由数字OSC进行上转换/下转换。
通过比较，在上述实现2-1中，发送侧被配置为执行由RF级的OSC(即，自由运行OSC)上转换到与fbase相对应的频率的处理以及使用ffrac(或“fTx-fbase”)确定在IFFT中资源映射位置的过程。在Δoffset不为0的场景下，如上所述，根据实现2-1的发送侧可以还执行使用数字OSC针对Δoffset逐OFDM符号地复位相位的步骤(例如，在循环前缀CP的结束时间具有零相位)。在上述实现2-1的一些场景下，以基带输出的信号依据ffrac的值(或“fTx-fbase”)可能相对于DC不对称。在发送器中通过在IFFT输出之后(或在接收器中通过在FFT输入之前)进行滤波，可能限制频谱效率。例如，IFFT的输出(或FFT的输入)的一部分可能在发送器(或接收器)的滤波区域之外，从而由于滤波而导致频带边缘的信号失真。
因此，为了解决这些问题，在一些场景中，可以期望修改实现2-1的用于通过IFFT的资源映射位置实现与ffrac(或“fTx-fbase”)相对应的频率上转换(即，频率上移)和相位复位功能的发送侧操作。
因此，在本文所述的实现2-2中，为此，在发送侧，如在图6A中的频移的情况下(即，使用数字OSC进行Δoffset的频移)，用数字OSC来配置针对与ffrac(或“fTx-fbase”)相对应的频率的频移和相位复位的功能。
以下参照图7A和7B提供了上述场景的更多示例。
7A和图7B是分别例示了根据本公开的实现2-1和实现2-2的资源映射的示例的图。具体地，图7A例示了根据实现2-1的资源映射和上转换的示例，并且图7B例示了根据实现2-2的资源映射和上转换的示例。
参照图7A的左侧部分，在一些无线通信系统中，OFDM符号中的子载波的信息符号ak(其中k是子载波索引)映射到IFFT模块，并且映射到IFFT模块的信息符号相对于IFFT模块的中心或DC(近似)对称地分布。
相比之下，参照图7A的右侧部分，在本公开的实现2-1中，ak在IFFT的映射位置被偏移了例如量Nfrac。在这种情况下，在如图7A的右部分所示IFFT的资源映射位置改变的这种场景中，那么IFFT的输出的一部分可能在发送器的滤波区域外部。由于IFFT的输出中在滤波区域外部的部分将不经过滤波，因此信号可能会在频带边缘失真。
为了解决这个问题，如图7B所示，实现2-2在IFFT资源映射位置未改变的情况下，将IFFT的输出的经由数字振荡按照ffrac+Δoffset(即，“fTx-fbase”)的频率位置偏移到期望位置(在执行了适当的滤波之后，如果有的话)。
图8A和图8B是例示了本公开的实现2-2的示例的图。具体地，图8A示出了根据实现2-2的发送侧结构的一部分的示例，并且图8B示出了根据实现2-2的接收侧结构的一部分的示例。在图8A和8B中，项tl表示OFDM符号l的信号部分在时域中的开始位置，并且可以表示为
首先参照图8A，为了按照fTx执行频率上转换，根据实现2-2的发送器针对与fTx的fbase相对应的频率通过RF级中的振荡器(即，模拟OSC)执行上转换，并且针对与ffrac+Δoffset(即，“fTx-fbase”)相对应的频率由数字OSC逐个OFDM符号地执行频率上转换和相位复位(例如，使其在循环前缀CP的结束时间具有零相位)。下面描述的根据实现2-2的接收侧操作可以以与发送侧类似的方式执行。
参照图8B，为了按照fRx执行频率下转换，根据实现2-2的接收器针对与fRx的fbase相对应的频率通过RF级中的振荡器(即，模拟OSC)执行下转换，并且针对与ffrac+Δoffset(即，“fRx-fbase”)相对应的频率由数字OSC逐个OFDM符号地执行频率下转换和相位复位(例如，以在循环前缀CP的结束时间具有零相位)。
相比之下，在上述实现2-1中，接收侧被配置为执行：由RF级的OSC(即，自由运行OSC)以与fbase相对应的频率进行下转换的过程以及确定在使用ffrac(或“fRx-fbase”)的FFT中的资源解映射的位置。如果Δoffset的值不为0，则根据上述实现2-1的接收侧可以执行针对Δoffset使用数字OSC逐个OFDM符号地复位相位(例如，以在循环前缀CP的结束时间具有零相位)的过程。在上述实现2-1的一些场景下，依据ffrac的值(或“fRx-fbase”)，相对于DC，RF下转换步骤中输出的信号的不对称度可以较大。通过在接收器的下转换输出级进行滤波，这可能限制频谱效率。
因此，为了解决这些问题，在一些场景下，可能期望修改实现2-1的用于通过FFT资源映射位置实现与ffrac(或“fRx-fbase”)相对应的频率下转换(即，频率下移)和相位复位的接收侧操作。
因此，在实现2-2中，为此，在接收侧，如在图6B中的频移的情况下(即，使用数字OSC进行Δoffset的频移)，用数字OSC来配置针对与ffrac(或“fRx-fbase”)相对应的频率的频移和相位复位的功能。这里，用于频率下转换和相位复位的频率ffrac(或“fRx-fbase”)的数量可以为128个(如果Δoffset根据频带而不为0，则为128*3个)。
*实现3
图9A至图9C是例示了本公开的实现3的示例的图。具体而言，图9A示出了根据实现3的一部分发送侧结构的示例的图，并且图9B和图9C示出了根据实现3的一部分接收侧结构的示例。
可以如下地修改上式24。
式26
基于式26的最后一行，将描述本公开的实现3。实现3和实现2-1的相似之处在于，例如，在实现3中Nfrac＝modulo(NTx，128)与实现2-1中起到相同的作用。参照图9A，项Nfrac＝modulo(NTx，128)是用于改变IFFT项中的资源的映射位置(即，子载波的映射位置)的项。如以上实现2-1中所述，对应于IFFT项。在IFFT项中，指示针对IFFT的资源的映射位置。
参照式26的最后一行中的实现3与实现2-1不同之处如下。在表达式中，频率fbase是与128Δf的整数倍相对应的频率当中(例如，在小于或等于fTx的频率当中，或在大于或等于fTx的频率当中，或者在fTx的两侧的频率当中)最接近fTx的频率。作为示例，当Δf＝15kHz时，频率fbase可以等于1.92MHz的整数倍；当Δf＝30kHz时，频率fbase可以等于3.84MHz的整数倍；当Δf＝60kHz时，频率fbase可以等于7.68MHz的整数倍；以及当Δf＝120kHz时，频率fbase可以等于15.36MHz的整数倍。频率fbase可以表示为Nint*128Δf(其中，Nint是整数)。
表达式
通过比较，上述实现2通过针对Δoffset的频移逐个采样地旋转相位(即，使相位偏移)来逐个采样地偏移频率。即，上述实现2利用了逐个采样推导出的复数值来逐个采样地旋转相位。相比之下，如图9A所示，实现3仅逐个OFDM符号地将IFFT的输出乘以固定的复数值。
此外，通过比较，上述实现1利用128个或128×3个复数值序列，针对所有可用载波频率候选者进行相位补偿。即，由于针对每个载波频率实现1每个符号地利用128个或128*3个复数值之一，因此实现1根据载波频率利用128个或128*3个复数值序列进行相位补偿。相比之下，因为实现3通过改变到IFFT的资源映射位置来执行ffrac的频移并且仅针对通过模拟频率上转换实现的Δoffset执行相位补偿，所以实现3针对ffrac不使用128个或128*3个复数值序列。因此，由于实现3仅针对Δoffset＝-5kHz或Δoffset＝5kHz执行相位补偿，因此它仅利用两个复数值序列对Δoffset＝+/-5kHz进行相位补偿。由于负频率对应于正频率的相反相位，因此实现3实际上仅使用一个复数值序列进行相位补偿。在一些实现中，在频率范围FR2和FR1(>3GHz)的情况下，或者在频率范围FR1(<3GHz)的Δoffset＝0的情况下，与实现2的情况一样，可以在在除了IFFT和上转换之外无需任何附加操作(例如，Δoffset的频移)的情况下，配置到载波频率的上转换功能。
实现3适用于接收侧以及发送侧。式25可以修改为下式。
式27
基于式27的最后一行，将描述本公开的实现3。实现3和实现2-1的相似之处在于，例如，在实现3和实现2-1二者中Nfrac＝modulo(NRx，128)起到相同的作用。参照图9B和图9C中，项Nfrac＝modulo(NRx，128)是用于改变FFT项中资源的解映射位置(即，到子载波的解映射位置)的项。如先前关于以上实现2-1所描述的，对应于FFT项。在FFT项中，表示按照FFT的资源(例如，子载波)的解映射位置。这样，
参照式27的最后一行中的
表达式
通过比较，实现2通过针对Δoffset的频移逐个采样地旋转相位来逐个采样地偏移频率。即，实现2实现逐个采样地推导出的复数值，以逐个采样地旋转相位。相比之下，实现3仅逐个OFDM符号地将FFT的输入乘以固定的复数值。
另外，通过比较，上述实现1利用128个或128×3个复数值序列对所有可用载波频率候选者进行相位补偿。即，由于针对每个载波频率实现1每个符号地利用128个或128*3个复数值之一，因此实现1根据载波频率利用128个或128*3个复数值序列进行相位补偿。相比之下，因为实现3通过改变来自FFT的资源映射位置来执行ffrac的频移并且仅针对通过模拟频率下转换实现的Δoffset执行相位补偿，所以实现3针对ffrac不使用128个或128*3个复数值序列。因此，实现3仅利用对应于+/-5kHz的两个复数值序列，对Δoffset＝+/-5kHz进行相位补偿。另外，由于负频率对应于正频率的相反相位，因此实现3实际上仅利用一个复数值序列进行相位补偿。在一些实现中，在频率范围FR2和FR1(>3GHz)的情况下，或者在频率范围FR1(<3GHz)中Δoffset＝0的情况下，与实现2的情况一样，可以在除了FFT和下转换以外没有任何附加操作(例如，Δoffset的频移)的情况下，配置从载波频率的下转换功能。
已经针对以下场景讨论了上述实现(实现1、实现2和实现3)：针对在发送侧的载波频率fTx和接收侧的载波频率fRx执行对相位不连续性的相位补偿。然而，参照上式16，相位补偿最终对应于校正与fTx-fRx相对应的相位不连续性(即，相位失配)。由于fTx和fRx对应于子载波的位置(例如，子载波间隔的整数倍)，所以在Δoffset被认为是零的场景下也可以执行相位补偿。例如，即使Δoffset实际上不等于0，但是Δoffset等于0的假设也可以对应于没有执行针对Δoffset的相位校正/补偿的场景。这样，本公开的实现也可以应用于其中Δoffset被认为是0的情况。如果Δoffset被认为等于0，则可以在发送侧和接收侧仅针对载波频率中除了Δoffset之外的频率幅度执行相位补偿。在Δoffset被认为在相位补偿项中为0的情况下，等式fTx＝NTx*Δf成立，因此在式16的最后一行中与相位补偿相对应的项
式28
式29
在式28中，以下等式成立：fTx＝NTx*Δf+Δoffset＝Nint*128Δf+Nfrac*Δf+Δoffset＝fbase+Nfrac*Δf+Δoffset＝fbase+ffrac+Δoffset。此外，在式29中，以下等式成立：fRx＝NRx*Δf+Δoffset＝Nint*128Δf+Nfrac*Δf+Δoffset＝fbase+Nfrac*Δf+Δoffset＝fbase+ffrac+Δoffset。假设Δoffset为0而执行的根据本公开的OFDM符号信号生成/恢复，除了假设Δoffset为0而没有执行对Δoffset的相位补偿之外，可以类似地应用于上述实现1、实现2-1和实现2-2。
在这种场景下，实现1、实现2-1、实现2-2和实现3可以分别对应于实现a1、实现a2-1、实现a2-2和实现a3如下地实现。
*实现a1
下面再次给出与实现1的发送侧相关的式19。
式30
实现1的相位补偿项由给出，但是不考虑Δoffset的实现a1的相位补偿项由给出。
在与实现1的接收侧相关的式22和23当中，下面再次给出式23。
式31
实现1的相位补偿项由
例如，针对Δoffset可以是-5kHz、0或+5kHz的频带，使用128*3个复数值序列之一来执行实现1的相位补偿。相比之下，使用128个复数值序列之一执行实现a1的相位补偿，而与Δoffset无关。在实现a1中，即使由模拟自由运行OSC执行Δoffset的频移，也不执行相位补偿以校正由于Δoffset可能引起的相位失配。
*实现a2-1
图10A和图10B是例示了本公开的实现a2-1的示例的图。具体而言，图10A示出了根据实现a2-1的一部分发送侧结构，而图10B示出了根据实现a2-1的一部分接收侧结构。
考虑到仅对除Δoffset以外的分量执行相位补偿，与实现2-1的发送侧相关的式24可以更改为下式。
式32
通过将fbase+ffrac+Δoffset代入式24的第一行中的fTx，可以获得式32的第一行。从式32可以看出，实现a2-1的相位补偿可以通过改变在IFFT项中的资源的位置映射(对应于项)并执行至通过将Δoffset加至fbase而获得的频率(即，fbase+Δoffset)的上转换(对应于项)，fbase是与128Δf的整数倍相对应的频率当中(例如，小于或等于fTx的频率当中，或大于或等于fTx的频率当中，或fTx的两侧的频率当)最接近fTx的频率。因此，如果不执行对Δoffset的相位补偿，则可以如图10A所示通过针对IFFT的资源映射偏移和上转换(使用模拟OSC)来执行到载波频率的上转换。在实现方式a2-2中，即使通过模拟自由运行OSC执行Δoffset的频移，Δoffset也被认为是0，即，不执行对Δoffset的相位校正/补偿。
类似地，考虑到仅对除Δoffset之外的分量进行相位补偿，因此与实现2-1中接收侧相关的式25可以修改为下式。
式33
可以通过将fbase+ffrac+Δoffset代入式25的第一行中的fRx来获得式33的第一行。从式33可以看出，实现2-1a的相位补偿包括改变在FFT项
*实现a2-2
图11A和图11B是例示了本公开的实现a2-2的示例的图。具体而言，图11A示出了根据实现a2-2的一部分发送侧结构，而图11B示出了根据实现a2-2的一部分接收侧结构。在图11A和图11B中，项tl表示OFDM符号l的信号部分在时域中的开始位置，并且可以表示为
首先参照图11A，示出了实现a2-2中发送的一部分，偏移量Δoffset被认为是0，即，不执行对Δoffset的相位校正/补偿。也就是说，即使使用模拟自由运行OSC按照fbase+Δoffset进行频移，也不执行对Δoffset的相位校正/补偿。
通过比较，在上述实现a2-1中，在发送器侧，与fbase和Δoffset相对应的频率用于由发送侧的RF级OSC(自由运行OSC)进行的上转换处理，并且与ffrac相对应的部分用于确定相对于IFFT的资源映射位置的过程中。但是，在上述实现a2-1的一些场景下，依据ffrac的值，相对于DC，以基带输出的信号的不对称度可能增加。在发送器中通过在IFFT输出之后(或在接收器中通过在FFT输入之前)进行滤波，这可能限制频谱效率。
因此，为了解决该问题，在一些场景下，可能期望修改上述实现a2-1的通过调整IFFT的资源映射位置实现至ffrac的频率上转换(即，ffrac的频率上移)和相位复位的功能的发送侧操。
因此，在实现a2-2中，为此，在发送器侧，可以通过数字OSC实现ffrac的移频和相位复位的功能。如此，如图11A所示，为了按照fTx执行频率上转换，实现a2-2将与fTx中的fbase和Δoffset相对应的频率用于由RF级的自由运行OSC执行的上转换，并且将ffrac用于通过数字OSC逐OFDM符号地执行频率上转换和复位相位(例如，以在循环前缀CP的结束时间具有零相位)。
参照图11B，示出了实现a2-2中的一部分接收侧，偏移量Δoffset被认为是0，即，不执行对Δoffset的相位校正/补偿。如此，即使由模拟自由运行OSC执行fbase+Δoffset的频移，也不执行对Δoffset的相位校正/补偿。
通过比较，在上述实现a2-1中，在接收侧，与fbase和Δoffset相对应的频率用于由接收侧的RF级的OSC(自由运行OSC)进行的下转换处理，与ffrac相对应的部分用于确定相对于FFT的资源解映射位置的过程。但是，在上述实现a2-1的一些场景下，取决于ffrac的值，相对于DC，下转换中输出的信号(即，RF输出)的不对称度可能增大。在接收器中通过在下转换输出之后(或在接收器中通过在FFT输入之前)进行滤波，这可能限制频谱的效率。
因此，为了解决这些问题，在一些场景下，可能期望修改上述实现a2-1的用于通过调整FFT资源映射位置实现与ffrac相对应的频率下转换(即，频率下移)和相位复位的功能的接收侧操作。
因此，在实现a2-2中，为此，在接收侧，可以通过数字OSC实现按照ffrac的移频和相位复位的功能。这样，如图11B所示，为了按照fRx执行频率下转换，实现a2-2将与fTx中的fbase和Δoffset相对应的频率用于由RF级的自由运行OSC(模拟OSC)进行的下转换，并且将ffrac用于通过数字OSC逐个OFDM符号地执行频率下转换以及复位相位(例如，以在循环前缀CP的结束时间具有零相位)。
总结一下，下面简要概述实现1、实现2和实现3。
实施1预先确定用于相位补偿的128个补偿值序列(如果存在Δoffset的3个值，则为128*3个补偿值序列)，并使用128个或128×3个预先确定的补偿值序列当中针对相应载波频率的一个补偿值序列对相应OFDM符号进行相位补偿。
在实现2中，在实现2-1和实现2-2二者中使用128Δf的整数倍作为基本载波频率fbase，并且由RF级的自由运行OSC按照fbase执行频率上移/下移。在实现2中，发送侧通过针对IFFT的资源映射来补偿fTx与fbase之间的频率差(实现2-1)，或者通过在IFFT之后使用数字OSC进行频移来补偿该差(实现2-2)。实现2的接收侧通过针对FFT的资源解映射来补偿fTx和fbase之间的频率差(实现2-1)，或者通过在FFT之前使用数字OSC进行频移来补偿该差(实现2-2)。
除了与针对Δoffset的频移逐采样地复位相位的实现2不同，实现3逐个OFDM符号地对Δoffset进行相位补偿之外，实现3与实现2相似。
图12是例示了本公开的另一使用示例的图。
如上所述，为了防止OFDM符号之间的相位失配或便于相位补偿，在OFDM符号信号生成或OFDM符号信号恢复的过程中，模拟OSC使用与128Δf的整数倍相对应的频率。例如，当改变支持多个参数集的频带的参数集时，例如，当频带的子载波间隔(SCS)从30kHz改变为15kHz时，反之亦然，作为128Δf的整数倍的频率可能失配。例如，假设当Δf＝30kHz时，与最接近fTx的128Δf的整数倍相对应的频率为fbase，1(其中，对于Δf＝30kHz，fbase，1＝Nint，1×128Δf)。如果SCS在与fTx相同的频带中从Δf＝30kHz改变为Δf＝15kHz，则在Δf＝15kHz时最接近上转换频率fTx的与128Δf的整数倍相对应的频率fbase，0(其中，对于Δf＝15kHz，fbase，0＝Nint*128Δf)可以与fbase，1相差Δfbase。另选地，上转换/下转换频率可以根据SCS中的改变而变化Δfbase。在这种情况下，本公开的发送器和接收器可以使用根据上述本公开的实现2的数字OSC或IFFT/FFT资源映射/解映射来补偿Δfbase，而不是执行RF重新调谐。
图13A和图13B例示了根据本公开的发送器结构和接收器结构的示例。基于图13A和图13B的基本结构描述本公开的发送侧结构和接收侧结构。
参照图13A，发送器根据例如标准中定义的信号生成技术，针对所输入的比特序列生成符号(以下称为信息符号)。发送器在IFFT的输入侧根据要执行发送的频带执行所生成的信息符号的适当资源映射(即，子载波映射)，并且对资源映射的信息符号执行将频域信号转换成时域信号的IFFT。发送器将为了缓解/避免OFDM符号之间的干扰而配置的循环前缀(CP)***IFFT输出中。作为参考，图5A至图11B例示了IFFT/FFT包括资源映射/解映射功能和CP附接/拆分功能，CP附接/拆分功能可以与FFT/IFFT分开实现，如图13所示。对于通过IFFT和CP附接所生成的信号，发送器可以在执行至载波频率的上转换之前执行滤波或加窗以满足频谱特性。但是，依据RF装置的特性，滤波或加窗可以不是必须实现的功能。为了使用预定的载波频率发送经由IFFT和CP附接所生成的信号或者经由IFFT和CP附接所生成的信号(以及滤波/加窗)，发送器执行信号至预定载波频率的上转换。通常，使用用于将数字信号转换为模拟信号的数模转换器(DAC)，用于生成载波频率的振荡器和PLL(锁相环)，用于将基带信号移至期望载波频率的混频器等来执行上转换。此后，发送器通过模拟滤波器、放大器和天线向外部发送上转换后的信号。
由于在发送器中输入数模转换器的信号是数字信号，而从数模转换器输出的信号是模拟信号，因此在数模转换器之前用于信号处理的发送器模块可以是数字模块，而在数模转换器之后用于信号处理的发送器模块可以是模拟模块。
接收器执行与发送器逆过程相对应的操作。在接收器操作中，通过接收器的天线、放大器和模拟滤波器由接收器接收发送器所发送的信号。参照图13B，接收器对接收到的信号执行下转换。通常，使用用于将模拟信号转换为数字信号的模数转换器(ADC)、用于生成载波频率的振荡器和PLL、用于将通过载波频率接收的信号移至带信号的混频器等执行下转换。接收器可以根据频谱特性对通过基带传输的信号进行滤波。依据RF装置的特性，可以不实现滤波。接收器根据预先测量的定时信息从(滤波或未滤波的)基带信号中拆分出循环前缀(CP)，并通过用于将时域信号转换为频域信号的FFT将拆分出CP的信号转换为频域信号。FFT功能包括用于从整个频域信号中仅推导出发送给接收器的信号的资源解映射功能。接收器通过用于补偿信道上的失真部分的符号恢复过程从资源解映射的信号中恢复由发送器发送的信号，针对特定的信号生成技术(例如，按照通信标准定义的信号生成技术)执行解码处理，然后获得最终信号(比特序列)。补偿信道上的失真部分的过程和解码过程二者对应于符号恢复过程。
由于在接收器中输入模数转换器的信号是模拟信号，而从模数转换器输出的信号是数字信号，因此，在模数转换器之前用于信号处理的接收器模块可以是模拟模块，并且在模数转换器之后用于信号处理的接收器模块可以是数字模块。
虽然在图13A和图13B中未示出，但是发送器和接收器可以包括被配置为执行根据本公开的操作的数字振荡器。
图14是例示了用于实现本公开的发送装置10和接收装置20的元件的示例的框图。
发送装置10和接收装置20分别包括：射频(RF)单元13和23，其能够发送和接收携带信息、数据、信号和/或消息的无线电信号；存储器12和22，其用于存储与无线通信系统中的通信相关的信息；以及处理器11和21，其可操作地连接到诸如RF单元13和23以及存储器12和22之类的元件以控制这些元件，并且被配置为控制存储器12和22和/或RF单元13和23，使得相应装置可以执行本公开的上述实现中的至少一个。
存储器12和22可以存储用于处理和控制处理器11和21的程序，并且可以临时存储输入/输出信息。存储器12和22可以用作缓冲器。
处理器11和21通常控制发送装置和接收装置中各个模块的整体操作。具体地，处理器11和21可以执行各种控制功能以实现本公开。处理器11和21可以被称为控制器、微控制器、微处理器或微型计算机。处理器11和21可以通过硬件、固件、软件或其组合来实现。在硬件配置中，专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)或现场可编程门阵列(FPGA)可以包括在处理器11和21中。在一些实现中，如果使用固件或软件来实现本公开，则固件或软件可以被配置为包括执行本公开的功能或操作的模块、过程、函数等。被配置为执行本公开的固件或软件可以包括在处理器11和21中，或存储在存储器12和22中以便由处理器11和21来驱动。
在本公开的一些场景中，本公开中公开的功能、过程和/或方法可以由处理芯片(也称为处理装置)来实现。处理芯片可以是片上系统(SoC)。处理芯片可以包括处理器11和/或21以及存储器12和/或22，并且可以安装在发送装置10或接收装置20上，安置在发送装置10或接收装置20上或连接至发送装置10或接收装置20。处理芯片可以被配置为执行或控制本文描述的方法和/或过程中的任何一个和/或使这种方法和/或过程由处理芯片所安装于、安置于或连接到的通信装置来执行。处理芯片中的存储器12和22可以被配置为存储包括指令的软件代码，当由处理器执行该指令时使处理器11和21执行本公开中所讨论的功能、方法或过程中的一些或全部。处理芯片中的存储器12和22可以存储或缓冲由处理芯片的处理器生成的信息、数据或信号，或由处理芯片的处理器11和21恢复或获得的信息、数据或信号。涉及信息、数据或信号的发送或接收的一个或更多个过程可以由处理芯片的处理器11和21执行，或者在处理芯片的处理器11和21的控制下执行。例如，可操作地连接或联接至处理芯片的RF单元13和23可以在处理芯片的处理器11和21的控制下发送或接收包含信息或数据的信号。
安装在发送装置10上、安置在发送装置10上或连接至发送装置10的处理器11对由处理器11或与处理器11连接的调度器调度以向外部发送的信号和/或数据执行预定的编码和调制，然后将编码和调制的数据传送给RF单元13。例如，处理器11通过解复用、信道编码、加扰和调制将要发送的数据流转换为K层。编码数据流也称为码字，并且等同于作为由MAC层提供的数据块的传输块。一个传输块(TB)被编码为一个码字，每个码字以一层或更多层的形式向接收装置发送。处理器11可以根据例如标准中定义的信号生成技术，针对所输入的比特序列来确定或生成符号(以下称为信息符号)。处理器11可以确定用于发送无线电信号的载波频率。处理器11可以确定用于频率上转换的频率fbase。处理器11可以基于载波频率在作为
接收装置20的信号处理过程与在发送装置10处的信号处理过程相反。在处理器21的控制下，接收装置20的RF单元23接收由发送装置10发送的无线电信号。RF单元23可以包括Nr个接收天线，并且RF单元23可以在处理器21的控制下根据本公开由振荡器执行通过接收天线接收的每个信号的频率下转换，以恢复基带信号。处理器21可以确定用于接收无线电信号的载波频率。处理器21可以确定用于频率下转换的频率fbase。处理器21可以基于载波频率在作为
RF单元13和23包括一个或更多个天线。天线执行用于向外部发送由RF单元13和23处理的信号或从外部接收无线电信号以将无线电信号传送给RF单元13和23的功能。天线也可以称为天线端口。每个天线可以对应一个物理天线，或者可以由一个以上物理天线元件的组合来配置。从每个天线发送的信号不能再由接收装置20进行拆解。通过相应天线发送的RS从接收装置20的角度定义了天线，并使接收装置20能够推导出天线的信道估计，而与信道是表示来自一个物理天线的单个无线电信道还是来自包括该天线的多个物理天线元件的复合信道无关。即，天线被定义为使得能够从承载相同天线的另一符号的信道获得承载该天线的符号的信道。支持使用多个天线发送和接收数据的MIMO功能的RF单元可以连接到两个或更多个天线。
在本公开中，用户设备(UE)(即，终端)在上行链路上作为发送装置10操作，而在下行链路上作为接收装置20操作。在本公开中，基站在上行链路上作为接收装置20操作，而在下行链路上作为发送装置10操作。
安装在发送装置10上、安置在发送装置10上或连接至发送装置10的处理器11可以被配置为对要发送的信号执行根据本公开的处理，并且可以控制发送器的模块(参见图13A)以对要发送的信号或要处理的信号执行根据本公开的操作。例如，对于与f0和fbase之差相对应的频移，处理器11可以控制IFFT，以将针对IFFT的要发送的信号的资源映射位置上移Nfrac。作为另一示例，处理器11可以控制数字振荡器来执行频率上移f0和fbase之差。作为另一示例，处理器11可以控制数字振荡器以在OFDM符号的循环前缀(CP)部分的结束之处(即，在OFDM符号的信号部分的开始处)将相位复位为一定值。处理器11可以被配置为使用作为fbase的、作为的整数倍的频率当中最接近f0的频率。
接收装置10处的处理器21可以控制接收器的模块(参见图13B)，以对接收到的信号执行根据本公开的操作，并且被配置为对来自RF单元23的信号上执行根据本公开的处理。例如，对于与f0和fbase之差相对应的频移，处理器21可以控制FFT，以针对接收到的信号将FFT的资源解映射位置下移Nfrac。作为另一示例，处理器21可以控制数字振荡器，以执行频率下移f0和fbase之差。作为另一示例，处理器21可以控制数字振荡器以在OFDM符号的循环前缀(CP)部分的结束处(即，在OFDM符号的信号部分的开始处)将相位复位为某个值。处理器21可以被配置为使用作为fbase的、作为
发送装置10可以被配置为包括图13A。接收装置20可以被配置为包括图13B。在上述本公开的实现中，可以在RF单元13、23提供由自由运行振荡器进行的上转换和下转换，并且本公开的其他操作(例如，基带信号生成、IFFT/FFT、资源映射/解映射、循环前缀(CP)附加/拆分、滤波、符号恢复)可以由处理器11、21执行或在处理器11、21的控制下执行。
虽然在图14中分别示出了发送装置10和接收装置20，但是发送装置10中的处理器11、存储器12和RF单元13还可被配置为执行接收装置20的操作，并且接收装置20中的处理器21、存储器22和RF单元23也可以被配置为执行发送装置10的操作。图13A所示的发送器的一部分和图13B所示的接收器的一部分可以实现为收发器。另选地，术语“收发器”可以用来指代发送装置10的RF单元13或接收装置20的RF单元23。图13A所示的发送器的一部分和图13B所示的接收器的一部分可以用处理器11、21来实现。
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