阅读说明：本技术 用于s-fsk接收器的阈值计算电路、集成电路及其相关方法 (Threshold calculation circuit for S-FSK receiver, integrated circuit and related method thereof ) 是由 N·克莱默 A·M·阿克尔 A·A·帕特基 T·P·保莱蒂 于 2020-02-11 设计创作，主要内容包括：本申请题为“用于S-FSK接收器的阈值计算电路、集成电路及其相关方法”。阈值计算电路(100)包括输入电路(102)、最大滤波器电路(104)、最小滤波器电路(106)和运算电路(108)。输入电路(102)从数字滤波电路(112)接收离散频率信号(110)。离散频率信号(110)基于由与数字滤波电路(112)相关联的S-FSK接收器(101)接收的S-FSK波形(114)。离散频率信号(110)代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形(114)的一系列数据帧中的数字逻辑电平。最大滤波器电路(104)基于离散频率信号(110)和预定阈值(118)调整最大幅度参数(116)。最小滤波器电路(106)基于离散频率信号(110)和预定阈值(118)调整最小幅度参数(120)。运算电路(108)基于最大幅度参数(116)和最小幅度参数(120)调适用于下一个数据帧的预定阈值(118)。还公开了用于计算阈值的集成电路和方法。(The application provides a threshold calculation circuit for an S-FSK receiver, an integrated circuit and a related method thereof. The threshold calculation circuit (100) includes an input circuit (102), a maximum filter circuit (104), a minimum filter circuit (106), and an arithmetic circuit (108). An input circuit (102) receives a discrete frequency signal (110) from a digital filter circuit (112). The discrete frequency signal (110) is based on an S-FSK waveform (114) received by an S-FSK receiver (101) associated with a digital filtering circuit (112). The discrete frequency signal (110) represents digital logic levels in a series of data frames modulated using S-FSK to form an S-FSK waveform (114). The maximum filter circuit (104) adjusts the maximum amplitude parameter (116) based on the discrete frequency signal (110) and a predetermined threshold (118). The minimum filter circuit (106) adjusts the minimum amplitude parameter (120) based on the discrete frequency signal (110) and a predetermined threshold (118). The arithmetic circuit (108) adapts the predetermined threshold (118) for the next data frame based on the maximum amplitude parameter (116) and the minimum amplitude parameter (120). An integrated circuit and a method for calculating a threshold value are also disclosed.)

用于S-FSK接收器的阈值计算电路、集成电路及其相关方法

本申请要求于2019年2月12日提交的标题为“Adaptive Threshold Computation”的美国临时专利申请序列号62/804,441的优先权和权益，其全部内容通过引用并入本文。

背景技术

扩展频移键控(S-FSK)是一种调制和解调技术，其结合了传统扩谱系统的优点(例如，对窄带干扰的抗扰性)和传统FSK系统的优点(例如，低复杂度)。S-FSK发射器根据数字数据比特的值以两个频率中的一个输出音调。频率1002可以被称为“标记”频率(f_M)1004和“空间”频率(f_S)1006(参见图10的频谱1000)。例如，S-FSK发射器可以在“空间”频率1006上发射信号来表示“OFF”数据比特，并且在“标记”频率1004上发射信号来表示“ON”数据比特。S-FSK与传统FSK之间的差异在于f_M频率1004和f_S频率1006彼此距离更远(“扩展”)。通过将f_S1006置于远离f_M1004的位置，两个信号的传输质量变得独立。换句话说，每个频率将具有其自己的衰减因子和局部窄带噪声谱。因此，窄带干扰源仅影响两个频率信号中的一个。

S-FSK接收器在发射的“标记”频率1004和“空间”频率1006下执行FSK解调，产生两个解调信号，即针对“标记”频率1004的f_M和针对“空间”频率1006的f_S(参见图10)。如果解调“标记”频率信号和解调“空间”频率信号的平均接收质量相似，则判定单元可以基于具有更高接收质量的解调信号来判定数字数据比特的值。然而，如果一个解调频率信号的平均接收质量比另一频率信号的质量好，则判定单元可以在判定数字数据比特的值时将较好信道的解调信号与阈值(T)进行比较。换句话说，如果两个信道均良好，则S-FSK接收器可以执行FSK解调，或者如果一个信道差，则S-FSK接收器可以执行开关键控(OOK)解调。在这种情况下，判定单元忽略具有较低质量的解调信号。根据S-FSK调制的应用，在发射的频率信号中可能存在零能量周期。如果两个解调频率的平均接收质量都低于阈值(T)，则判定单元可以将此条件解释为零能量状态。可以在S-FSK发射器中采用更高级别的编码，以生成表示在S-FSK波形中调制的代码字或命令的比特流。

例如，“SunSpec互操作性规范，快速关闭的通信信号，第34版(SunSpecInteroperability Specification，Communication Signal for Rapid Shutdown，Version 34)”描述了一种S-FSK通信系统，其用于发射和接收带有巴克代码(Barker code)的S-FSK波形，巴克代码表示基于S-FSK调制方案的“标记”频率和“空间”频率而被调制和解调的“ON”和“OFF”数字数据比特的序列。此S-FSK通信系统使用电力线通信(PLC)技术来交换表示用于控制光伏(PV)阵列的命令的巴克代码字的序列。例如，可以使用命令来实现快速关闭，或者可以使用其他命令来使阵列保持有效。图11示出了“SunSpec互操作性规范，快速关闭的通信信号，第34版”中展示的PLC协议要求。

发明内容

用于扩展频移键控(S-FSK)接收器的阈值计算电路的示例包括输入电路、最大滤波器电路、最小滤波器电路和运算电路。输入电路从数字滤波电路接收离散频率信号。离散频率信号基于与数字滤波电路相关联的S-FSK接收器接收的S-FSK波形。离散频率信号代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形的一系列数据帧中的数字逻辑电平。每个数据帧包括有效部分和零能量部分。有效部分包括至少一个数据字，并且零能量部分包括至少一个零能量字。每个数据字和零能量字包括多个比特周期。最大滤波器电路在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最大幅度参数。该调整基于离散频率信号和预定阈值。最小滤波器电路在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最小幅度参数。该调整基于离散频率信号和预定阈值。运算电路在当前数据帧之后基于最大幅度参数和最小幅度参数调适用于下一个数据帧的预定阈值。

集成电路的示例包括具有输入电路、最大滤波器电路、最小滤波器电路和运算电路的阈值计算电路。输入电路从数字滤波电路接收离散频率信号。离散频率信号基于与数字滤波电路相关联的S-FSK接收器接收的S-FSK波形。离散频率信号代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形的一系列数据帧中的数字逻辑电平。每个数据帧包括有效部分和零能量部分。有效部分包括至少一个数据字，并且零能量部分包括至少一个零能量字。每个数据字和零能量字包括多个比特周期。最大滤波器电路在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最大幅度参数。该调整基于离散频率信号和预定阈值。最小滤波器电路在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最小幅度参数。该调整基于离散频率信号和预定阈值。运算电路在当前数据帧之后基于最大幅度参数和最小幅度参数调适用于下一个数据帧的预定阈值。

用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的方法的示例在阈值计算电路处从数字滤波电路接收离散频率信号。离散频率信号基于由与数字滤波电路相关联的S-FSK接收器接收的S-FSK波形。离散频率信号代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形的一系列数据帧中的数字逻辑电平。每个数据帧包括有效部分和零能量部分。有效部分包括至少一个数据字，并且零能量部分包括至少一个零能量字。每个数据字和零能量字包括多个比特周期。在一系列数据帧的比特周期期间，在阈值计算电路处动态地且选择性地调整最大幅度参数。该调整基于离散频率信号和预定阈值。在一系列数据帧的比特周期期间，在阈值计算电路处动态地且选择性地调整最小幅度参数。该调整基于离散频率信号和预定阈值。在当前数据帧之后基于最大幅度参数和最小幅度参数调适用于下一个数据帧的预定阈值。

附图说明

图1是阈值计算电路的示例的框图。

图2是包括阈值计算电路的集成电路的示例的框图。

图3是包括S-FSK接收器的集成电路的示例的框图。

图4是包括光伏(PV)阵列快速关闭控制电路的集成电路的示例的框图。

图5是用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的过程的示例的流程图。

图6结合图5是用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的过程的另一示例的流程图。

图7结合图5是用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的过程的又一示例的流程图。

图8结合图5是用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的过程的又一示例的流程图。

图9结合图5是用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的过程的又一示例的流程图。

图10是示出“标记”频率(f_M)和“空间”频率(f_S)的频谱图。

图11是S-FSK通信帧、代码字和零能量字的示例的图。

图12是用于计算S-FSK频率信号的最大参数的过程的示例的流程图。

图13是用于计算S-FSK频率信号的最小参数的过程的示例的流程图。

图14是S-FSK接收器架构的示例的框图。

图15是示出在一系列通信帧上从S-FSK波形的启动起计算的MAX参数、MIN参数和阈值(T)值的图。

具体实施方式

在附图中，相似的附图标记始终指代相似的元件，并且各种特征不必按比例绘制。在以下讨论和权利要求中，术语“包括”、“包含”、“具有”、“带有”、“有”或其变体旨在以类似于术语“包含”的方式包括，并且因此应解释为“包括但不限于……”。

参考图1，用于扩展频移键控(S-FSK)接收器101的阈值计算电路100的示例包括输入电路102、最大滤波器电路104、最小滤波器电路106和运算电路108。输入电路102被配置为例如从数字滤波电路112接收离散频率信号110。离散频率信号110基于由与数字滤波电路相关联的S-FSK接收器101接收的S-FSK波形114。离散频率信号110代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形114的一系列数据帧中的数字逻辑电平。每个数据帧包括有效部分和零能量部分。有效部分包括至少一个数据字，并且零能量部分包括至少一个零能量字。每个数据字和零能量字包括多个比特周期。

最大滤波器电路104被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最大幅度参数116。该调整基于离散频率信号110和预定阈值118。最小滤波器电路106被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最小幅度参数120。该调整基于离散频率信号110和预定阈值118。运算电路108被配置为在当前数据帧之后基于最大幅度参数116和最小幅度参数120调适用于下一个数据帧的预定阈值118。

在阈值计算电路100的另一示例中，离散频率信号110是具有代表“ON”逻辑电平的比特周期的“标记”频率信号。在又一示例中，数据帧的有效部分包括三个数据字，每个数据字包括11个比特周期。在又一示例中，数据帧的零能量部分包括16个零能量字，每个零能量字包括11个比特周期。在又一示例中，每个数据帧包括109个比特周期。

在阈值计算电路100的另一示例中，根据“SunSpec互操作性规范，快速关闭的通信信号”，数据帧的有效部分包括代表代码字三元组的三个连续数据字。在该示例中，根据“SunSpec互操作性规范，快速关闭的通信信号”，数据帧的零能量部分包括具有代表零能量的空值的16个连续零能量字。

在阈值计算电路100的又一示例中，最大滤波器电路104被配置为：i)确定离散频率信号110在一系列数据帧的每个比特周期期间是否大于预定阈值118，ii)在其中离散频率信号110大于预定阈值118的当前数据帧的每个比特周期期间修改最大幅度参数116，以形成用于下一个数据帧的下一个最大幅度参数116’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将最大幅度参数116改变为等于下一个最大幅度参数116’。

在阈值计算电路100的另一示例中，最大滤波器电路104被配置为根据以下方程来修改最大幅度参数116：

其中i是当前比特周期，max amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最大幅度参数116’，discrete freq sig(i)是用于当前比特周期的离散频率信号110，m小于逻辑电平为“ON”时每个数据帧的期望比特周期数的两倍，并且max amp param(i)是用于当前比特周期的最大幅度参数116。

在阈值计算电路100的另一示例中，最大滤波器电路104被配置为根据以下方程来改变最大幅度参数116：

max amp param(i+1)＝max amp param

其中i是当前比特周期，max amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最大幅度参数116’，并且max amp param是用于下一个数据帧的最大幅度参数116。

在阈值计算电路100的又一示例中，最小滤波器电路106被配置为：i)确定离散频率信号110在一系列数据帧的每个比特周期期间是否小于预定阈值118，ii)在其中离散频率信号110小于预定阈值118的当前数据帧的每个比特周期期间修改最小幅度参数120，以形成用于下一个数据帧的下一个最小幅度参数120’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将最小幅度参数120改变为等于下一个最小幅度参数120’。

在阈值计算电路100的另一示例中，最小滤波器电路106被配置为根据以下方程来修改最小幅度参数120：

其中i是当前比特周期，min amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最小幅度参数120’，discrete freq sig(i)是用于当前比特周期的离散频率信号110，m小于逻辑电平为“ON”时每个数据帧的期望比特周期数的两倍，并且min amp param(i)是用于当前比特周期的最小幅度参数120。

在阈值计算电路100的另一示例中，最小滤波器电路106被配置为根据以下方程来改变最小幅度参数120：

min amp param(i+1)＝min amp param

其中i是当前比特周期，min amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最小幅度参数120’，并且min amp param是用于下一个数据帧的最小幅度参数120。

在阈值计算电路100的又一示例中，运算电路108被配置为：i)在当前数据帧之后基于最大幅度参数116和最小幅度参数120针对预定阈值118运算更新的阈值，并且ii)基于更新的阈值修改用于下一个数据帧的预定阈值118。

在阈值计算电路100的另一示例中，运算电路108被配置为根据以下方程来运算更新的阈值：

其中updated thresh val是当前数据帧之后运算的更新的阈值，max amp param是当前数据帧之后的最大幅度参数116，并且min amp param是当前数据帧之后的最小幅度参数120。

在阈值计算电路100的另一示例中，运算电路108被配置为根据以下方程来修改预定阈值118：

updated thresh val＝predetermined thresh

其中updated thresh val是当前数据帧之后运算的更新的阈值，并且predetermined thresh是用于下一个数据帧的预定阈值118。

在另一示例中，阈值计算电路100还包括第二输入电路122、第二最大滤波器电路124、第二最小滤波器电路126和第二运算电路128。第二输入电路122被配置为从数字滤波电路112接收第二频率信号130。第二频率信号130基于由S-FSK接收器101接收的S-FSK波形114。第二频率信号130代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形114的一系列数据帧中的第二数字逻辑电平。

第二最大滤波器电路124被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整第二最大幅度参数132。该调整基于第二频率信号130和第二预定阈值134。第二最小滤波器电路126被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整第二最小幅度参数136。该调整基于第二频率信号130和第二预定阈值134。第二运算电路128被配置为在当前数据帧之后基于第二最大幅度参数132和第二最小幅度参数136调适用于下一个数据帧的第二预定阈值134。

在阈值计算电路100的另一示例中，第二频率信号130是具有代表“OFF”逻辑电平的比特周期的“空间”频率信号。

在阈值计算电路100的又一示例中，第二最大滤波器电路124被配置为：i)确定第二频率信号130在一系列数据帧的每个比特周期期间是否大于第二预定阈值134，ii)在其中第二频率信号130大于第二预定阈值134的当前数据帧的每个比特周期期间修改第二最大幅度参数132，以形成用于下一个数据帧的下一个第二最大幅度参数132’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将第二最大幅度参数132改变为等于下一个第二最大幅度参数132’。

在阈值计算电路100的又一示例中，第二最小滤波器电路126被配置为：i)确定第二频率信号130在一系列数据帧的每个比特周期期间是否小于第二预定阈值134，ii)在其中第二频率信号130小于第二预定阈值134的当前数据帧的每个比特周期期间修改第二最小幅度参数136，以形成用于下一个数据帧的下一个第二最小幅度参数136’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将第二最小幅度参数136改变为等于下一个第二最小幅度参数136’。

在阈值计算电路100的又一示例中，第二运算电路128被配置为：i)在当前数据帧之后，基于第二最大幅度参数132和第二最小幅度参数136针对第二预定阈值134运算更新的第二阈值，并且ii)基于更新的第二阈值修改用于下一个数据帧的第二预定阈值134。

继续参考图1，S-FSK接收器101的示例包括数字滤波电路112、阈值计算电路100和限幅器电路138。数字滤波电路112可以被配置为接收S-FSK波形114，处理S-FSK波形114以创建离散频率信号110和第二频率信号130，并且将离散频率信号110和第二频率信号130提供给阈值计算电路100。上文描述了阈值计算电路100的各种示例。例如，限幅器电路138被配置为从数字滤波电路112接收离散频率信号110和第二频率信号130，从阈值计算电路100接收最大幅度参数116、最小幅度参数120、预定阈值118、第二最大幅度参数132、第二最小幅度参数136和第二预定阈值134，基于所接收的信号、参数和阈值生成数字数据流140，并且输出数字数据流140。例如，数字数据流140代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形114的一系列数据帧中的数字逻辑电平和第二数字逻辑电平中的至少一个。

进一步参考图1，光伏(PV)阵列快速关闭控制电路141的示例包括数字滤波电路112、阈值计算电路100、限幅器电路138、相关器电路142和保活电路144。上文描述了数字滤波电路112、阈值计算电路100和限幅器电路138的各种示例。例如，相关器电路142被配置为从限幅器电路138接收数字数据流140，将数字数据流140解码为代码字，基于预定协议使代码字相关，并且基于代码字和预定协议生成一个或多个中间控制信号146。例如，保活电路144被配置为从相关器电路142接收一个或多个中间控制信号146，处理一个或多个中间控制信号146以生成一个或多个通信信号148，并且输出一个或多个通信信号148。例如，一个或多个通信信号148可以用于与PV系统通信，以支持PV系统中的一个或多个PV阵列的快速关闭。

参考图2，集成电路200的示例包括阈值计算电路100(也参见图1)。阈值计算电路100包括输入电路102、最大滤波器电路104、最小滤波器电路106和运算电路108。输入电路102被配置为例如从数字滤波电路112接收离散频率信号110(参见图1)。离散频率信号110基于由与数字滤波电路112相关联的S-FSK接收器101(见图1)接收的S-FSK波形114(参见图1)。离散频率信号110代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形114的一系列数据帧中的数字逻辑电平。每个数据帧包括有效部分和零能量部分。有效部分包括至少一个数据字，并且零能量部分包括至少一个零能量字。每个数据字和零能量字包括多个比特周期。

最大滤波器电路104被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最大幅度参数116。该调整基于离散频率信号110和预定阈值134。最小滤波器电路106被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整最小幅度参数120。该调整基于离散频率信号110和预定阈值118。运算电路108被配置为在当前数据帧之后基于最大幅度参数116和最小幅度参数120调适用于下一个数据帧的预定阈值118。

在集成电路200的另一示例中，最大滤波器电路104被配置为：i)确定离散频率信号110在一系列数据帧的每个比特周期期间是否大于预定阈值118，ii)在其中离散频率信号110大于预定阈值118的当前数据帧的每个比特周期期间修改最大幅度参数116，以形成用于下一个数据帧的下一个最大幅度参数116’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将最大幅度参数116改变为等于下一个最大幅度参数116’。

在集成电路200的又一示例中，最小滤波器电路106配置为：i)确定离散频率信号110在一系列数据帧的每个比特周期内是否小于预定阈值118，ii)在其中离散频率信号110小于预定阈值118的当前数据帧的每个比特周期期间修改最小幅度参数120，以形成用于下一个数据帧的下一个最小幅度参数120’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将最小幅度参数120改变为等于下一个最小幅度参数120’。

在集成电路200的另一示例中，运算电路108被配置为：i)在当前数据帧之后基于最大幅度参数116和最小幅度参数120针对预定阈值118运算更新的阈值，并且ii)基于更新的阈值修改用于下一个数据帧的预定阈值118。

在集成电路200的又一示例中，阈值计算电路100还包括第二输入电路122、第二最大滤波器电路124、第二最小滤波器电路126和第二运算电路128。第二输入电路122被配置为例如从数字滤波电路112接收第二频率信号130。第二频率信号130基于由S-FSK接收器101接收的S-FSK波形114。第二频率信号130代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形114的一系列数据帧中的第二数字逻辑电平。

第二最大滤波器电路124被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整第二最大幅度参数132。该调整基于第二频率信号130和第二预定阈值134。第二最小滤波器电路126被配置为在一系列数据帧的比特周期期间动态地且选择性地调整第二最小幅度参数136。该调整基于第二频率信号130和第二预定阈值134。第二运算电路128被配置为在当前数据帧之后基于第二最大幅度参数132和第二最小幅度参数136调适用于下一个数据帧的第二预定阈值134。

在集成电路200的另一示例中，第二最大滤波器电路124被配置为：i)确定第二频率信号130在一系列数据帧的每个比特周期期间是否大于第二预定阈值134，ii)在其中第二频率信号130大于第二预定阈值134的当前数据帧的每个比特周期期间修改第二最大幅度参数132，以形成用于下一个数据帧的下一个第二最大幅度参数132’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将第二最大幅度参数132改变为等于下一个第二最大幅度参数132’。

在集成电路200的另一示例中，第二最小滤波器电路126被配置为：i)确定第二频率信号130在一系列数据帧的每个比特周期期间是否小于第二预定阈值134，ii)在其中第二频率信号130小于第二预定阈值134的当前数据帧的每个比特周期期间修改第二最小幅度参数136，以形成用于下一个数据帧的下一个第二最小幅度参数136’，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，并且iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将第二最小幅度参数136改变为等于下一个第二最小幅度参数136’。

在集成电路200的又一示例中，第二运算电路128被配置为：i)在当前数据帧之后基于第二最大幅度参数132和第二最小幅度参数136针对第二预定阈值134运算更新的第二阈值，并且ii)基于更新的第二阈值修改用于下一个数据帧的第二预定阈值134。

参考图3，集成电路300的另一示例包括数字滤波电路112、阈值计算电路100和限幅器电路138。数字滤波电路112被配置为经由正(+)输入端子和负(-)输入端子接收S-FSK波形114，处理S-FSK波形114以创建离散频率信号110和第二频率信号130，并且将离散频率信号110和第二频率信号130提供给阈值计算电路100。上文参考图1描述了阈值计算电路100的各种示例。限幅器电路138被配置为从数字滤波电路112接收离散频率信号110和第二频率信号130，从阈值计算电路100接收最大幅度参数116、最小幅度参数120、预定阈值118、第二最大幅度参数132、第二最小幅度参数136和第二预定阈值134，基于所接收的信号、参数和阈值生成数字数据流140，并且在输出端子处提供数字数据流140。例如，数字数据流140代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形114的一系列数据帧中的数字逻辑电平和第二数字逻辑电平中的至少一个。

参考图4，集成电路400的另一示例包括数字滤波电路112、阈值计算电路100、限幅器电路138、相关器电路142和保活电路144。上文参考图3描述了数字滤波电路112的各种示例。上文参考图1描述了阈值计算电路100的各种示例。上文参考图3描述了限幅器电路138的各种示例。相关器电路142被配置为从限幅器电路138接收数字数据流140，将数字数据流140解码为代码字，基于预定协议使代码字相关，并且基于代码字和预定协议生成一个或多个中间控制信号146。保活电路144被配置为从相关器电路142接收一个或多个中间控制信号146，处理一个或多个中间控制信号146以生成一个或多个通信信号148，并且在输出端子处提供一个或多个通信信号148。例如，一个或多个通信信号148可以用于与PV系统通信以支持PV系统中的一个或多个PV阵列的快速关闭。

参考图5，用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的过程500的示例开始于502处，其中在阈值计算电路处从数字滤波电路接收离散频率信号。离散频率信号基于由与数字滤波电路相关联的S-FSK接收器接收的S-FSK波形。离散频率信号代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形的一系列数据帧中的数字逻辑电平。每个数据帧包括有效部分和零能量部分。有效部分包括至少一个数据字，并且零能量部分包括至少一个零能量字。每个数据字和零能量字包括多个比特周期。在504处，在一系列数据帧的比特周期期间，在阈值计算电路处动态地且选择性地调整最大幅度参数。该调整基于离散频率信号和预定阈值。接下来，在一系列数据帧的比特周期期间，在阈值计算电路处动态地且选择性地调整最小幅度参数(506)。该调整基于离散频率信号和预定阈值。在508处，在当前数据帧之后基于最大幅度参数和最小幅度参数调适用于下一个数据帧的预定阈值。在过程500的另一示例中，离散频率信号是具有代表“ON”逻辑电平的比特周期的“标记”频率信号。

参考图6，其为图5的用于计算阈值以区分S-FSK波形的数字数据信号的过程500的另一示例。图6中的示例包括关于图5中的504处的调整最大幅度参数的附加特征。在该示例中，调整最大幅度参数包括在602处确定离散频率信号在一系列数据帧的每个比特周期期间是否大于预定阈值。在604处，在其中离散频率信号大于预定阈值的当前数据帧的每个比特周期期间修改最大幅度参数，以形成用于下一个数据帧的下一个最大幅度参数。在606处，对当前数据帧的每个比特周期进行计数。在608处，在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将最大幅度参数改变为等于下一个最大幅度参数。

在过程500的另一示例中，根据以下方程修改最大幅度参数：

其中i是当前比特周期，max amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最大幅度参数，discretefreq sig(i)是用于当前比特周期的离散频率信号，m小于逻辑电平为“ON”时每个数据帧的期望比特周期数的两倍，并且max amp param(i)是用于当前比特周期的最大幅度参数。

在过程500的另一示例中，根据以下方程改变最大幅度参数：

max amp param(i+1)＝max amp param

其中i是当前比特周期，max amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最大幅度参数，并且max amp param是用于下一个数据帧的最大幅度参数。

图7示出了图5的过程500的另一示例。该示例包括关于在图5中的506处调整最小幅度参数的附加特征。在该示例中，调整最小幅度参数包括在702处确定离散频率信号在一系列数据帧的每个比特周期期间是否小于预定阈值。在704处，在其中离散频率信号小于预定阈值的当前数据帧的每个比特周期期间修改最小幅度参数，以形成用于下一个数据帧的下一个最小幅度参数。在706处，对当前数据帧的每个比特周期进行计数。在708处，在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将最小幅度参数改变为等于下一个最小幅度参数。

在过程500的又一示例中，根据以下方程修改最小幅度参数：

其中i是当前比特周期，min amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最小幅度参数，discrete freq sig(i)是用于当前比特周期的离散频率信号，m小于逻辑电平为“ON”时每个数据帧的期望比特周期数的两倍，并且min amp param(i)是用于当前比特周期的最小幅度参数。

图7示出过程500的另一示例，其中根据以下方程改变最小幅度参数：

min amp param(i+1)＝min amp param

其中i是当前比特周期，min amp param(i+1)是用于下一个比特周期的下一个最小幅度参数，并且min amp param是用于下一个数据帧的最小幅度参数。

图8示出了图5的过程500的另一示例。该示例包括关于图5的预定阈值的调适的附加特征。在该示例中，调适预定阈值包括在802处在当前数据帧之后基于最大幅度参数和最小幅度参数针对预定阈值运算更新的阈值。在804处，基于更新的阈值修改用于下一个数据帧的预定阈值。

在过程500的又一示例中，根据以下方程运算更新的阈值：

其中updated thresh val是在当前数据帧之后运算的更新的阈值，max ampparam是当前数据帧之后的最大幅度参数，并且min amp param是当前数据帧之后的最小幅度参数。

在过程800的另一示例中，根据以下方程修改预定阈值：

updated thresh val＝predetermined thresh

其中updated thresh val是在当前数据帧之后运算的更新的阈值，并且predetermined thresh是用于下一个数据帧的预定阈值。

图9示出图5的过程500的另一示例，其在902处从图5中的508处的预定阈值的调适继续，其中在阈值计算电路处从数字滤波电路接收第二频率信号。第二频率信号基于由S-FSK接收器接收的S-FSK波形。第二频率信号代表使用S-FSK调制以形成S-FSK波形的一系列数据帧中的第二数字逻辑电平。在904处，在一系列数据帧的比特周期期间，在阈值计算电路处动态地且选择性地调整第二最大幅度参数。该调整基于第二频率信号和第二预定阈值。在906处，在一系列数据帧的比特周期期间，在阈值计算电路处动态地且选择性地调整第二最小幅度参数。该调整基于第二频率信号和第二预定阈值。在908处，在当前数据帧之后基于第二最大幅度参数和第二最小幅度参数调适用于下一个数据帧的第二预定阈值。在过程900的又一示例中，第二频率信号是具有代表“OFF”逻辑电平的比特周期的“空间”频率信号。

在过程500的另一示例中，在904处的第二最大幅度参数的调整包括：i)确定第二频率信号在一系列数据帧的每个比特周期期间是否大于第二预定阈值，ii)在其中第二频率信号大于第二预定阈值的当前数据帧的每个比特周期期间修改第二最大幅度参数，以形成用于下一个数据帧的下一个第二最大幅度参数，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，以及iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将第二最大幅度参数改变为等于下一个第二最大幅度参数。

在过程500的又一示例中，在906处的第二最小幅度参数的调整包括：i)确定第二频率信号在一系列数据帧的每个比特周期期间是否小于第二预定阈值；ii)在其中第二频率信号小于第二预定阈值的当前数据帧的每个比特周期期间修改第二最小幅度参数，以形成用于下一个数据帧的下一个第二最小幅度参数，iii)对当前数据帧的每个比特周期进行计数，以及iv)在对当前数据帧的比特周期进行计数之后，将第二最小幅度参数改变为等于下一个第二最小幅度参数。

在过程500的又一示例中，在908处调适第二预定阈值包括：i)在当前数据帧之后，基于第二最大幅度参数和第二最小幅度参数针对第二预定阈值运算更新的第二阈值，以及ii)基于更新的第二阈值修改用于下一个数据帧的第二预定阈值。

“SunSpec互操作性规范，快速关闭的通信信号，第34版”要求监视“标记”频率信号和“空间”频率信号两者以保持跟踪信号质量。例如，SINR＝(“ON”功率)的平均值-(“OFF”功率)的平均值。该规范还要求使用控制解调行为的“质量阈值”，并且基于当前SINR建立阈值(T)，以便判定数字数据比特的值。例如，T＝1/2*[(“ON”功率)的平均值-(“OFF”功率)的平均值]用于建立在“ON”值和“OFF”值之间的阈值。该规范还要求零能量周期，可在确定SINR和阈值(T)时考虑该零能量周期。

参考图12和图13，用于针对给定频率信号运算最大值、最小值和阈值(T)的过程的示例考虑了以下内容：

在第i个时间增量处的RX输出数据(在特定标记/空间输出上)：Rxout(i)；

在第i个时间增量处的最小/最大滤波器的状态：Smin(i)、Smax(i)；和

阈值：Sthr(i)

在此示例中，阈值水平不固定。在以多个频率中的一个频率传输期间并且在静止周期期间基于数据本身运算阈值。在每个循环中，通过跟踪所接收的信号来运算最小值和最大值。然后，将基于前一个循环的MIN值和MAX值为下一个循环更新阈值。

进一步参考图12，用于运算给定频率信号的最大值的过程1200的示例开始于将频率信号的Rxout(i)与阈值的Sthr(i)进行比较(1202)。如果Rxout(i)大于Sthr(i)，则该过程继续到1204；否则，该过程绕过1204并且继续到1206。在1204处，将中间最大值(Smax(i+1))设置为等于Rxout(i)/m+(1-I/m)Smax(i)并且计数器被设置为209。在1206处，计数器递减。接下来，将计数器与零(0)比较(1208)。如果计数器大于零(0)，则该过程继续到1210；否则，计数器为零(0)并且该过程继续到1212。在1210处，将中间最大值(Smax(i+1))设置为等于Smax(i)，并且该过程返回到1202。在1212处，将中间最大值(Smax(i+1))设置为等于(1-1/m)Smax(i)并且该过程返回到1202。

进一步参考图13，用于计算给定频率信号的最小值的过程1300的示例开始于将频率信号的Rxout(i)与阈值的Sthr(i)进行比较(1302)。如果Rxout(i)小于Sthr(i)，则该过程继续到1304；否则，该过程绕过1304并且继续到1306。在1304处，将中间最小值(Smin(i+1))设置为等于Rxout(i)/m+(1-1/m)Smin(i)并且计数器被设置为209。在1306处，计数器被递减。接下来，将计数器与零(0)比较(1308)。如果计数器大于零(0)，则该过程继续到1310；否则，计数器为零(0)并且该过程继续进行到1312。在1310处，将中间最小值(Smin(i+1))设置为等于Smin(i)并且该过程返回到1302。在1312处，将中间最小值(Smin(i+1))设置为等于(Sthr(i)/m+1-I/m)Smin (i)并且该过程返回到1302。

参考图14，S-FSK接收器架构1400的示例示出了针对f_M频率信号和f_S频率信号中的每一个实现图12和图13的流程图的电路。前端数字滤波电路1042将f_M频率信号和f_S频率信号提供给阈值计算电路1404以及限幅器和相关器1406。计算电路1404将f_M频率信号和f_S频率信号两者的MAX值、MIN值和阈值(T)1408提供给限幅器和相关器1406。限幅器和相关器1406可以使用MAX值、MIN值和阈值(T)1408来确定f_M频率信号和f_S频率信号中的数字数据比特的值。

阈值计算电路1404的各种示例描述了一种具有低复杂度的实用方法的解决方案，以用于在FSK和OOK系统中运算判定阈值。该阈值不需要任何先验信道统计信息或发射/接收信号功率电平。阈值计算自动适应于信道/噪声和发射/接收信号功率电平的变化。阈值计算电路1404避免了使用自动增益控制(AGC)技术来调整信号功率电平。这降低了前端数字滤波电路1402以及阈值计算电路1404的复杂性。阈值计算电路1404以动态变化的信号幅度和动态变化的SNR进行工作。阈值计算电路1404通过在信号具有零能量时不调节MIN值和MAX值来处理频率信号中的零能量周期，并且因此在零能量周期期间不调适阈值。

阈值计算电路1404允许智能限幅器1406基于自适应阈值计算来确定f_M频率信号和f_S频率信号中的数字数据比特的值。换句话说，可以使用由阈值计算电路1404动态运算的阈值T以及MAX值和MIN值参数1408在每个循环(例如，每个S-FSK帧)调适阈值T＝1/2*[(“ON”功率)的平均值-(“OFF”功率)的平均值]。例如，阈值计算电路1404有利于实现被设计为符合“SunSpec Interoperability Specification，Communication Signal forRapid Shutdown，Version 34”的S-FSK通信系统。

再次参考图11，根据SunSpec互操作性规范，S-FSK帧1100由有效部分1106期间的具有11个比特周期1104的三个字1102和零能量部分1112期间的具有11个比特周期1110的16个字1108组成。在有效部分1106期间，每个字1114包括大约50％+1和大约50％-1。例如，五个或六个比特是+1，并且六个或五个比特是-1。在零能量部分1108期间，每个字1116包括全部为0的11个比特。

在单独的“标记”频率信号和“空间”频率信号上，这意味着每帧1100：

3x11x0.5～16个1；并且

(例如，0的数量是1的12倍)。

阈值计算电路可以使用通过设置t＝m*TS，m＝2k获得的平均滤波器来更新阈值：

阈值解决方案可以考虑转折条件，诸如一个或两个信道上的较大干扰源，以及接收的SNR的突然变化。在通信初始开始时，由阈值计算电路运算出的阈值可以在若干S-FSK帧(例如，四到六个帧)内变得稳定，以减少启动时间。在每帧有16个1的情况下，选择m不大于32，以便在大约三个时间常数(其为6个帧(秒))后稳定阈值。例如，图15的曲线图1500示出了在六个S-FSK帧1508之后稳定的MAX参数1502、MIN参数1504和阈值(T)1506。在图15中通过频率信号的绝对值表示1510来反映S-FSK帧，该频率信号在该帧的有效部分1512期间出现峰值，并且在该帧的零能量部分1514期间降低到噪声水平。图15中的阈值(T)1506是在四到六个帧1508之后达到3000到3500的曲线。

在为零的扩展周期期间，阈值保持(相对)稳定。这意味着滤波器不会在零周期期间对时间常数作出反应，因为它会持续许多时间常数(例如192/16＝12个时间常数)，并且阈值将完全衰减，从而迫使后续帧等同于对阈值计算的全新启动。因此，当在相应的频率信号上没有出现上/下阈值样本时，阈值计算电路不更新滤波器状态。

阈值计算电路可以包括用于零能量部分的不更新滤波器状态，以简化用于运算MAX参数和MIN参数以及阈值的算法。为了为下一个S-FSK帧的有效部分中的第一数据比特做好准备，阈值计算电路可以包括与不更新滤波器状态相关联的超时。为了适应信号幅度变化，不更新过滤器周期可以受到时间限制。保持可以限于一个帧。例如，如果没有用于一个以上的帧持续时间(例如209个样本)的更新，则保持可以被释放。可以对MAX滤波器和MIN滤波器进行此操作。如果阻塞器在前端数字滤波电路中通过了Goertzel算法，则有可能没有其他样本降到阈值以下，除非提供超时，否则这将阻止MIN滤波器的更新。

在权利要求的范围内，所描述的示例中的修改是可能的，并且其他示例是可能的。可以使用分立部件、集成电路、处理器、存储器、存储装置和固件的任何适当组合来实现上述各种电路。