阅读说明：本技术 多电平升压转换器 (Multi-level boost converter ) 是由 於波 占金祥 傅电波 于 2019-01-04 设计创作，主要内容包括：一种直流-直流转换器使用多电平升压转换器拓扑。除了将输入电压(107)通过与一对二极管(141,142)串联的升压电感器(112)连接到输出节点外,桥式电路在飞跨电容器(151)的一侧上生成多电平波形,所述飞跨电容器的另一侧连接在所述串联的二极管(141,142)之间。在所述输出节点发生异常的情况下,所述升压转换器拓扑在其组件上保持低电压应力,并允许对所述飞跨电容器(151)进行简单的预充电。(A dc-dc converter uses a multi-level boost converter topology. In addition to connecting the input voltage (107) to the output node through a boost inductor (112) in series with a pair of diodes (141, 142), the bridge circuit generates a multi-level waveform on one side of a flying capacitor (151) whose other side is connected between the series-connected diodes (141, 142). In the event of an anomaly at the output node, the boost converter topology maintains low voltage stress on its components and allows for simple pre-charging of the flying capacitor (151).)

多电平升压转换器

现有技术

本申请要求于2018年1月5日提交的题为“Multi-level boost converter”的美国临时申请号15/863,002的权益，其在此通过引用并入本文。

技术领域

本申请大体涉及直流-直流转换器领域，更具体地，涉及升压转换器。

背景技术

升压转换器是一种直流-直流电力转换器，它仅需要较低的电流电平便可以生成高于输入电压的输出电压。图1示出了升压转换器的示例。

在此示例中，输入电压源Vin 17在-端处连接到地或低压轨，并在+端处通过电感器L 12和二极管D0 14的串联组合连接到由电阻器Ro 19表示的负载。输出电容器Co 15连接在Vo处的输出节点与地之间，与负载Ro 19并联。输入电容器Cin 11连接在输入节点与地之间，与电压源Vin 17并联。开关S0 13的一侧连接到电感器L 12与二极管D0 14之间的节点，而另一侧接地。该开关通常实现为金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(insulated-gatebipolar transistor，IGBT)或双极结型晶体管(双极晶体管或BJT)。

当开关S0 13处于导通状态且闭合时，来自Vin 17的电流路径通过S0 13到地，并且通过电感器L 12的电流增大。当开关S0 13处于断开状态且打开时，电流可通过的唯一路径是通过二极管D0 14并且通到电容器Co 15和电阻器Ro 19。这导致当S0 13导通时，积聚的能量转移到电容器Co 15中。当开关S0 13重新断开时，二极管D0 14防止电流在另一个方向向升压电感器L 12流回。当转换器连续运行时，开关交替打开和闭合，这导致负载Ro 19上的输出电压Vo的值比Vin高，但电流电平较低。通过改变切换或占空比的周期(S0 13导通期间的分数)，可以改变Vo与Vin的比值。占空比越短，Vo/Vin的比值越高。

当S0 13导通时，二极管D0 14需要能够支持Vo的满值。在高压应用中，诸如在Vin来自光伏转换器且输出可能为电网供电的情况下，Vin的取值范围可以在200V-1000V之间，且Vo可以高达1200V。这只是一个示例。因此，二极管D0 14可能需要支持1200V。虽然1200V的二极管可以处理所需电流，且电压电平是可用的，但它们成本高、缺点多。对于1200V的硅二极管而言，此类器件具有较差的反向恢复性能，因此需要反向电流流动，降低了效率。对于1200V的碳化硅(SiC)而言，二极管实现了几乎为零的反向恢复，但会导致较高的正向压降。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种装置，包括直流-直流电压转换器。所述直流-直流电压转换器具有用于接收输入电压的输入电压节点、用于提供输出电压的输出电压节点，以及连接在所述输入节点与所述输出节点之间的电感器。第一二极管和第二二极管串联在所述电感器与所述输出节点之间，用于使电流从所述电感器流向所述输出电压节点。第一电容器具有第一极板和第二极板，其中，所述第一极板连接到所述第一二极管与所述第二二极管之间的节点，所述第二极板连接到内部节点。第三二极管连接在所述内部节点与中间电压节点之间，用于使电流从所述内部节点流向所述中间电压节点。第一开关连接在所述内部节点与所述电感器与第二二极管和第三二极管之间的节点之间。第二开关连接在所述内部节点与地之间，其中，所述第一开关和所述第二开关用于在所述内部节点上生成多电平波形。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述直流-直流转换器还包括第四二极管，与所述电感器与所述输出节点之间的第一二极管和第二二极管并联，用于使电流从所述电感器流向所述输出电压节点。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述直流-直流转换器还包括第三开关，用于将所述第一电容器的所述第二极板连接到所述内部节点。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述直流-直流转换器还包括：第二电容器，连接在所述输出节点与所述中间电压节点之间；第三电容器，连接在所述中间电压节点与地之间。

可选地，在前述方面的其他实施方式中，所述第一开关和所述第二开关是NMOS晶体管。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述直流-直流转换器还包括：控制电路，用于分别为所述第一开关和所述第二开关提供第一非重叠控制波形和第二非重叠控制波形。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述控制电路还用于接收所述输出电压，改变所述第一控制波形和所述第二控制波形的占空比，从而调节所述输出电压的电平。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述直流-直流转换器还包括：第三开关，用于将所述第一电容器的所述第二极板连接到所述内部节点，其中，所述控制电路用于在为所述第一开关和所述第二开关提供所述第一非重叠控制波形和所述第二非重叠控制波形的同时，导通所述第三开关。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述控制电路还用于进行预充电操作，其中，所述预充电操作包括同时断开所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关。

根据本发明的另一方面，提供了一种包括直流-直流电压转换系统的系统。所述直流-直流电压转换系统包括直流-直流转换电路和控制电路。所述直流-直流转换电路包括：电感器，连接在输入节点与输出节点之间；第一二极管和第二二极管，串联在所述电感器与所述输出节点之间，用于使电流从所述电感器流向所述输出节点。桥式电路连接在将所述电感器连接到所述第一二极管和所述第二二极管的节点与地之间，其中，所述桥式电路用于在内部节点上生成多电平波形。所述直流-直流转换电路还包括：电容器，具有第一极板和第二极板，其中，所述第一极板连接到所述第一二极管与所述第二二极管之间的节点，所述第二极板连接到所述内部节点。第三二极管连接在所述内部节点与中间电压节点之间，用于使电流从所述内部节点流向所述中间电压节点。所述控制电路连接到所述桥式电路，用于为所述桥式电路提供第一非重叠控制波形和第二非重叠控制波形，从而从所述输入节点处的输入电压在所述输出节点处生成输出电压。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述桥式电路包括第一开关和第二开关。所述第一开关连接在所述内部节点与将所述电感器连接到所述第一二极管和所述第二二极管的所述节点，用于接收第一控制波形。所述第二开关连接在所述内部节点与地之间，用于接收第二控制波形。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述直流-直流转换器还包括：第四二极管，与所述电感器与所述输出节点之间的第一二极管和第二二极管并联，用于使电流从所述电感器流向所述输出节点。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述控制电路还用于接收所述输出电压，改变所述第一控制波形和所述第二控制波形的占空比，从而调节所述输出电压的电平。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述控制电路还用于进行预充电操作，其中，所述预充电操作包括同时断开所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关。

根据本发明的另一方面，提供了一种方法，包括：在输入节点处接收输入电压；从所述输入电压在输出节点处生成输出电压。生成所述输出电压包括：生成第一非重叠控制波形和第二非重叠控制波形；将所述第一非重叠波形和所述第二非重叠波形用于所述桥式电路；所述桥式电路在直流-直流电压转换器的内部节点处从所述第一非重叠波形和所述第二非重叠波形生成多态波形。所述直流-直流电压转换器包括：电感器，连接在所述输入节点与所述输出节点之间；第一二极管和第二二极管，串联在所述电感器与所述输出节点之间，用于使电流从所述电感器流向所述输出电压节点；第一电容器，具有第一极板和第二极板，其中，所述第一极板连接到所述第一二极管与所述第二二极管之间，所述第二极板连接到所述内部节点；第三二极管，连接在所述内部节点与中间电压节点之间，用于使电流从所述内部节点流向所述中间电压节点，其中，所述桥式电路连接在将所述电感器连接到所述第一二极管和所述第二二极管的节点与地之间。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，在所述输出节点处生成所述输出电压还包括：改变所述第一非重叠控制波形和所述第二非重叠控制波形的占空比，从而调节所述输出电压。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述桥式电路包括第一开关和第二开关。所述第一开关连接在所述内部节点与将所述电感器连接到所述第一二极管和所述第二二极管的所述节点，用于接收第一控制波形。所述第二开关连接在所述内部节点与地之间，用于接收第二控制波形。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，所述直流-直流电压转换器还包括：第三开关，用于将所述电容器的所述第二极板连接到所述内部节点。在所述输出节点处生成输出电压之前，进行预充电操作，其中，所述预充电操作包括：在所述输入节点处接收输入电压，同时将所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关断开。

可选地，在前述方面的另一实施方式中，在所述输出节点处生成输出电压还包括：将所述第三开关导通。

发明内容简单介绍了一些概念，这些概念会在

具体实施方式

中作进一步描述。发明内容不旨在提供专利申请所要求保护的主题的关键特征或基本特征，也不旨在确定专利申请所要求保护的主题范围。专利申请所要求保护的主题不限于解决背景技术中提到的任何或所有问题的实施方式。

附图说明

图1示出了升压转换器的现有技术示例。

图2A呈现了多电平升压转换器电路的一个实施例。

图2B示出了包括诸如图2A所示的多电平升压转换器电路的直流-直流转换器系统的实施例。

图2C是为图2B中直流-直流转换器系统提供开关波形的控制电路块的框图。

图2D示出了具有图2A中多态升压转换器的直流-直流转换系统2B的一组波形。

图2E和图2F分别示出了可用于图2A中开关的高压NMOS器件和高压绝缘栅双极晶体管。

图3A至图3D示出了在图2D的相应阶段a至d下，图2A中的多电平升压转换器。

图4A和图4B示出了图2A中多电平升压转换器响应异常电网交互的电压钳位行为。

图5示出了图2A中的预充电操作。

图6A呈现了多电平升压转换器电路的另一个实施例。

图6B至图6D分别对应于图3B、图4B和图5，但这是对于图6A的实施例而非图3A的实施例。

图7是示出图2A或图6A中多电平升压转换器的操作的流程图。

具体实施方式

下面呈现了具有多电平操作的升压转换器的示例，这些升压转换器将组件置于较低的应力电压下，并允许使用较小的升压电感器。升压电感器通过一对串联的二极管连接到输出，其中，飞跨电容器的一侧连接在二极管之间，且另一侧连接到内部节点上的桥式电路生成的多态波形。内部节点通过二极管连接到电容分压器，以保护电路免受输出节点上的电压浪涌。升压转换器包括飞跨电容器的预充电路径。与串联的二极管并联的另一个二极管并联以减少传导损耗。

所呈现的多电平升压转换器的实施例可以在广泛范围的电压电平内使用，包括高电压电平。例如，它们可以应用于需要稳定输出电压电平的供电系统，其中，输入电压来自太阳能供电系统的光伏转换器，范围为200伏特至1000伏特，输出到480伏特至1200伏特的电网。其他示例可以包括电池充电电路，其具有取值可以在数百电压范围内的输入和输出电压，例如用于电动车辆的电池充电器。这些应用仅作为示例。应理解，本发明技术的多电平混合转换器可用于其他应用。

图2A呈现了多电平升压转换器电路100的一个实施例。在多电平升压转换器电路100的示例中，输入电压源Vin 107连接在地(或者，更一般地，下母线电压电平V_bus-)与升压电感器L 112之间。升压电感器L 112通过一对串联的二极管D1 141和D2 142连接到上母线电压电平V_bus+处的输出节点。二极管D1 141和D2 142用于使电流从电感器L 112流向V_bus+节点。负载用R 109表示，连接在V_bus+与V_bus-之间。例如，输入电压可以是200V下的光伏转换器，V_bus+和V_bus-是480V下的电网的高线和地线。

飞跨电容器C_fly 151具有一个连接到二极管D1 141与D2 142之间的节点的极板，其第二极板连接到内部节点X。内部节点X的一侧连接在电容器C_bus+ 152与C_bus- 153之间，且另一侧连接在开关T1 131与T2 132之间。电容器C_bus+ 152与C_bus- 153串联在V_bus+与V_bus-之间，形成了电容分压器。在一组实施例中，假设电容器C_bus+ 152和C_bus- 153具有相同的电容，电容器C_bus+ 152与C_bus- 153之间的节点上的电平在1/2V_bus+下。

包括开关T1 131和T2 132的桥式电路的一侧连接在升压电感器L 112与串联二极管D1141和D2 142之间，另一侧接地。桥式电路可以用于在开关S 133闭合时在节点X上生成多电平波形。(开关S 133将在下文中结合预充电进一步讨论。)根据该实施例，开关T1 131、T2 132和S 133可以实现为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、双极结型晶体管(双极晶体管或BJT)或其他有源受控功率半导体。例如，图2E示出了高压NMOS器件，图2F示出了高压IGBT，其可用于T1 131、T2 132和S 133，其中，所示出的二极管是器件的固有体二极管，而不是单独的元件。设备的控制电压V_T施加于设备的控制栅极，且对于T1 131、T2 132和S 133而言分别对应于V_T1、V_T2和V_s。

当开关T1 131导通(闭合)且开关T2 132断开(打开)时，节点X将在V_in下。在开关T1131断开(打开)但开关T2 132导通(闭合)时，节点X将在接地电压下。当开关T1 131和T2132都断开时，节点X将在1/2V_bus+下。这会导致节点X上的多电平波形。开关T1 131和T2 132具有非重叠控制波形，使得开关T1 131和T2 132不会同时导通。因此，元件L 112、D1 141、D2 142、T1 131和T2 132不需要支持V_in或V_bus+的满值，使得这些元件具有比图1中所示拓扑的元件更低的电压应力水平。例如，T2 132的电压不会大于1/2V_bus+。由于其他元件可能会有更低的电压，因此可以使用尺寸更小的升压电感器L 112以及更小、更便宜的器件。

多电平升压转换器的实施例可以包括开关S 133。通过该开关，C_fly 151的节点X处的极板连接到开关T1 131与T2 132之间的节点。在正常工作期间，当从Vin 107生成V_bus+时，S133闭合(导通)，但可以打开(断开)，从而通过为C_fly 151提供预充电路径来改善启动操作，而不引入额外的预充电电路，如图5进一步描述的。

多电平升压转换器的实施例还可以包括二极管D3 143。通过该二极管，节点X处的C_fly151的底极板连接到C_bus+ 152和C_bus- 153的电容分压器的中间节点。这可以有助于防止V_bus+处的电压浪涌传输到C_fly 151。例如，如果V_bus+和V_bus-为电网的高线和低线，则包括D3143可以有助于防止此类功率浪涌传输回升压转换器100所导致的组件受损，如图4A和图4B进一步描述的。

多电平升压转换器的实施例还可以包括与串联的二极管D1 141和D2 142并联的二极管D4 144。二极管D4 144提供从升压电感器112到提供V_bus+的输出节点的额外电流路径。通过D4 144的额外路径具有比通过D1 141和D2 142的路径更低的传导损耗，如图3A至图3D进一步讨论的。其他实施例可能不包括具有二极管D4 144的路径，如下文图6A至图6D所描述的。

图2B示出了直流-直流转换器系统180的实施例。该直流-直流转换器系统包括控制块190以及多电平升压转换器电路100，如图2A所示出的。转换器100连接到电压源V_in 107并生成输出电压V_bus+，可以连接该输出电压以驱动电阻负载R 109。连接多电平升压转换器100，从而从控制块190接收一组控制信号。该控制信号可以用于调节输出电压V_bus+。可以连接控制块190的电路，从而接收输出电压V_bus+，且在一些实施例中接收输入电压Vin，从而基于其电平或基于V_bus+/Vin的比值调节输出电平V_bus+。例如，可以基于用户输入对控制块190进行调节，从而生成多电平升压转换器用于调节输出电压电平的控制信号。

图2C是用于提供开关波形以控制图2B中直流-直流转换器系统180的开关T1 131、T2132和S 133的控制电路块190的实施例的框图。根据该实施例，控制电路可以通过硬件、软件、固件或其组合来实现。在一些实施例中，开关T1 131、T2 132和S 133可以实现为：MOSFET，如图2E中NMOS器件所示的；绝缘栅双极晶体管(IGBT)，如图2F中所示的；双极结型晶体管(双极晶体管或BJT)；或其他有源受控功率半导体。将控制信号波形V_T1、V_T2和V_S用于对应开关的控制栅极，如图2E或图2F中所示的。在生成V_bus+的操作期间，若控制器信号的V_S较高，则S 133导通，且控制器信号的V_T1和V_T2为非重叠波形，从而在节点X上生成多电平波形和V_bus+。在预充电模式期间，若V_T1和V_T2较低，则T1 131和T2 132断开，且若V_S较低，则S133断开，如下文图5进一步讨论的。

图2D示出了具有图2A中多状态升压转换器的直流-直流转换系统2B的一组波形。顶部是一组控制波形V_T1和V_T2，如根据一组实施例由图2C中的控制电路190生成。V_T1和V_T2是具有周期T的非重叠波形，其中，该图中V_T1在前半个周期中较高，而V_T2在后半个周期中较高。在该示例中，V_T1和V_T2都是对称的，具有相同的占空比DT。在操作期间，当从Vin生成V_bus+时，开关S 133是导通的，且V_S也相应的较高，但未在图2D中示出。V_T1和V_T2控制波形的下方是通过升压电感器L 112的电流i_L和内部节点X处由T1 131、T2 132的桥式电路生成的电压V_X。不同的阶段a、b、c、d在底部进行了标记，且分别对应于：V_T1较高但V_T2较低；V_T1和V_T2都较低；V_T1较低但V_T2较高；V_T1和V_T2都较低。图2A中的多电平升压转换器在这些阶段a、b、c和d的配置分别如图3A至图3D所示。

图3A至图3D示出了图2A的实施例的升压电路，其中，开关T1 131和T2 132分别根据在图2D的阶段a至d下图2C的控制电路的控制信号进行配置。在图3A至图3D以及图4A、图4B和图5中，更紧密相关的电路路径由更大的线重表示。

图3A对应于图2D的阶段a，其中，开关T1 131闭合且开关T2 132打开。通过L 112的电流i_L持续升高且经过T1 131流向内部节点X。节点X在Vin下，且主电流通过D2 142流向V_bus+下的输出节点。图3B对应于图2D的阶段b，其中，开关T1 131和T2 132均断开。节点X在1/2V_bus+下。电流i_L继续流过L 112继续流动，但逐渐减小且可以流过串联的二极管D1 141和D2 142或流过与D1 141和D2 142并联的二极管D4 144。通过单二极管D4 144的路径会具有较低的压降，且是从i_L到负载的主要电流路径。因此，包括通过D4 144的单二极管路径会减少传导损耗。

图3C对应于图2D的阶段c，其中，开关T1 131打开且开关T2 132闭合。节点X因此连接到V_bus-线并接地。电流i_L再次升高且电流流过D1 141以对C_fly 151的顶极板进行充电。图3D对应于图2D的阶段d，其中，开关T1 131和T2 132均再次断开且节点X在1/2V_bus+下。如图3B所示，主电流再次通过单二极管D4 144，减少了传导损耗。然后，系统返回到阶段a，使节点X重新升回Vin。

控制电路可以通过改变占空比D、周期T或两者来调节输出V_bus+。当针对V_T1和V_T2的占空比增加到50％时，V_bus+变成Vin。随着占空比的降低，V_bus+增加，但是电流较低。因此，图2B和图2C的控制电路190可以调节升压转换器的输出，其中，根据该实施例，V_bus+电平可以基于用户输入调节或自动调节。

图4A和图4B示出了图2A中多电平升压转换器响应V_bus+输出节点处的电压激增的电压钳位行为。例如，如果图2B中的电路用于为电网供电，并由于雷击或其他意外导致电网出现尖峰，则可能会反馈到转换器的元件中并损坏电路。在没有二极管D3 143的情况下，如果V_bus+激增导致C_fly 143的电压无法及时跟进，则T2 132可能会遭受过压应力。通过包括二极管D3 143，T2 132的最大电压应力被钳位在V_bus+下，C_fly 151上的电压可以跟进该增加。这在图4A和图4B中示出。

图4A示出了配置为处于图2D中阶段a的多态升压转换器，其中，T1 131(和S 133)闭合且T2 132打开。在D3未就位的情况下，电网上的电压浪涌会馈送通过C_fly 151下极板上的节点X。这会导致节点X处的电平激增，且对T2 132和L 112施加较大的应力。通过包括D3，将节点X钳位在1/2V_bus+下以得到V_bus+的调节值，从而保持电网上来自节点X的任何尖峰。图4B示出了配置为图2D中阶段b和d的多态升压转换器，其中，T1 131和T2 132均打开。二极管D3 143再次保持来自节点X的任何尖峰。将该节点钳位在1/2V_bus+下以得到V_bus+的调节值。二极管D1 141和D4 144防止V_bus+下的任何激增沿着图的顶部从V_bus+沿着平行路径反馈到L122。因此，包括D3 143可以为异常电网交互提供非常可靠的解决方案。

在具有诸如图2A中C_fly 151的飞跨电容器的拓扑中，在启动时对飞跨电容器进行预充电通常是一个问题。在上述关于正常操作的讨论中，开关S 133已经闭合并没有进行讨论。然而，包括开关S 133提供了对C_fly 151进行预充电的简单解决方案。

图5示出了配置用于进行预充电操作的多态升压转换器，例如可以进行几毫秒例如以在开始正常操作之前对电路进行初始化。打开开关S 133以及开关T1 131和T2 132。因此，电流可以流过升压电感器L 112经过D1 141并流向C_fly 151的顶极板，将其置于Vin下并拉高节点X。由于电流也能通过D4 144流向输出节点，所以也将对C_bus+ 152和C_bus- 153的分压器进行初始化。因此，在不要求特殊预充电元件的成本和复杂性的情况下对电路进行预充电。

图2A的实施例包括开关S 133，可用于图5所描述的预充电过程，具有与串联的二极管D1 141和D2 142并联的二极管D4 144的路径，以及二极管D3 143上。可选的实施例中可以省略这些元件中的一个或其组合。例如，图6A示出了不包括D4 144的可选实施例。

图6A呈现了并入图2B中直流-直流变换系统的多电平升压转换器电路100的另一实施例。在该示例中，输入电压源Vin 107再次连接在地(或者，更一般地，下母线电压电平V_bus-)与升压电感器L 112之间。升压电感器L 112通过一对串联的二极管D1 141和D2 142连接到上母线电压电平V_bus+处的输出节点。二极管D1 141和D2 142用于使电流从电感器L112流向V_bus+节点。相对于图2A的实施例，图6A中不包括与D1 141、D2 142平行、通过D4的路径。负载用R 109表示，连接在V_bus+与V_bus-之间。例如，输入电压可以是200V下的光伏转换器，V_bus+和V_bus-是480V下的电网的高线和地线。

除了不包括D4 144之外，图6A的其他元件的布置与图2A的所示实施例类似。飞跨电容器C_fly 151具有一个连接到二极管D1 141与D2 142之间的节点的极板，其第二极板连接到内部节点X。内部节点X的一侧连接在电容器C_bus+ 152与C_bus- 153之间，另一侧连接在开关T1 131与T2 132之间。电容器C_bus+ 152与C_bus- 153串联在V_bus+与V_bus-之间，形成了电容分压器。在一组实施例中，假设电容器C_bus+ 152和C_bus- 153具有相同的电容，电容器C_bus+ 152与C_bus- 153之间的节点上的电平将在1/2V_bus+下。

在图6A中，桥式电路同样由开关T1 131和T2 132组成。其一侧连接在升压电感器L112与串联二极管D1 141和D2 142之间，另一侧接地。桥式电路可以用于在开关S 133闭合时在节点X上生成多电平波形。开关S 133可以在预充电时再次打开。根据该实施例，开关T1131、T2 132和S 133可以实现为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、双极结型晶体管(双极晶体管或BJT)或其他有源受控功率半导体。例如，图2E示出了高压NMOS器件，图2F示出了高压IGBT，其可用于T1 131、T2 132和S 133，其中，所示出的二极管是器件的固有体二极管，而不是单独的元件。设备的控制电压V_T施加于设备的控制栅极，且对于T1 131、T2 132和S 133而言分别对应于V_T1、V_T2和V_S。

使用图6A的实施例的系统操作可以同样如图2B至图2D所描述。当开关T1 131导通(闭合)但开关T2 132断开(打开)时，节点X将在V_in下。当开关T1 131断开(打开)但开关T2132导通(闭合)时，节点X将在接地电压下。当开关T1 131和T2 132都断开时，节点X将在1/2V_bus+下。这会导致节点X上的多电平波形。开关T1 131和T2 132具有非重叠控制波形，使得开关T1 131和T2 132不会同时导通。

图2D同样示出了具有图6A中多态升压转换器的直流-直流转换系统2B的一组波形。在阶段a和c期间，图6A中的电路将分别如图3A和3C所示，但通过D4 144的路径移除。然而，在阶段b和d中，由于D4路径不再可用，所以升压电感器L 112与V_bus+节点之间的主路径将通过二极管对D1 141、D2 142，如图6B中此路径上较重的线重所示。

图6A中多电平升压转换器的实施例同样包括二极管D3 143。通过该二极管，节点X处的Cfly 151的底极板连接到C_bus+ 152和C_bus- 153的电容分压器的中间节点。与图2A的实施例一样，这可以有助于防止V_bus+处的电压浪涌传输到C_fly 151。例如，如果V_bus+和V_bus-为电网的高线和低线，则D3 143可以有助于防止此类功率浪涌传输回升压转换器100所导致的组件受损。当开关T1 131闭合但开关T2 132打开时，图6A的实施例的情况如上文关于图4A所描述，但省略了通过D4 144的路径。

图6C示出了配置为图2D中阶段b和d的图6A中的多态升压转换器，其中，T1 131和T2 132均打开。二极管D3 143再次保持来自节点X的任何尖峰。将节点钳位在1/2V_bus+下以得到V_bus+的调节值。二极管D1 141和D2 142防止V_bus+下的任何激增沿着路径反馈到L 122。因此，包括D3 143可以为异常电网交互作用提供非常可靠的解决方案。

图6D示出了配置用于图6A的实施例的预充电操作的多态升压转换器，对应于用于图2A的实施例的图5。预充电阶段可以持续几毫秒，例如以在开始正常操作之前对电路进行初始化。打开开关S 133以及开关T1 131和T2 132。因此，电流可以流过升压电感器L 112经过D1 141并流向C_fly 151的顶极板，将其置于Vin下并拉高节点X。由于电流也能通过D1 141和D2 142流向输出节点，所以对C_bus+ 152和C_bus- 153的分压器进行初始化。因此，在不要求特殊的预充电元件的成本和复杂性的情况下对图6A的电路进行预充电。

图7为流程，其示出了使用图2A或图6A中的任一个作为直流-直流转换器的实施例的图2B至图2F的系统操作。在700中开始预充电阶段。如图5所示，在701中，断开(打开)开关T1 131、T2 132和S 133，且在703中由输入电压Vin对电路进行预充电。一旦进行了预充电，开关S 133就会被导通(闭合)，然后在710中生成输出电压。

在710中，生成输出电压V_bus+，包括：在711中接收输入直流电压Vin。在713中，块的控制电路190为桥式电路生成控制波形。对于诸如开关T1 131和T2 132的桥式电路的实施例，一个示例是如图2D的顶部两条迹线所示的第一非重叠波形V_T1和第二非重叠波形V_T2。然后，在715中，将第一非重叠波形V_T1和第二非重叠波形V_T2用于T1 131和T2 132的桥式电路。在717中，在图2A或图6A的节点X上生成多电平波形。在719中，在节点X上依次施加多电平波形以生成输出电压V_bus+。

当在710中生成输出电压V_bus+时，控制电路190可以在720中调节输出电压。该实施例可以通过改变控制波形的占空比、控制波形的周期或其组合来调节输出。在图7的实施例中，在步骤720中通过改变控制波形的占空比来调节输出电压。控制电路190可以接收输出电压V_bus+，还可以接收Vin的输入电压。基于这些电平，控制电路190可以改变控制信号与桥的占空比(和/或周期)，从而调节V_bus+的值或V_bus+/Vin的比值。调节后的值可以通过用户输入进行设置。这可以是手动或自动的。控制电路可以通过硬件、软件、固件或其组合来实现。

因此，上述呈现的实施例呈现了用于使用升压转换器的直流-直流转换系统的拓扑和操作/控制策略。实施例通过使用所述多电平操作提高了效率，通过仅使组件在这种情况下经历低应力来保护组件免受异常条件的影响，为拓扑飞跨电容的预充电提供了简单的解决方案。

为了本文件的目的，应说明，图中所描绘的各种特征的尺寸不一定是按比例绘制的。

为了本文件的目的，说明书中可以引用“实施例”、“一实施例”、“一些实施例”或“另一实施例”来描述不同的实施例或同一实施例。

为了本文件的目的，连接可以是直接连接或间接连接(例如通过一个或多个其他部分)。在某些情况下，当一个元件描述为连接或耦合到另一个元件时，所述元件可以直接连接到另一个元件或通过相关元件间接连接到另一个元件。当一个元件描述为直接连接到另一个元件时，所述元件和另一个元件之间没有相关元件。如果两个器件直接或间接相连，使得它们之间能够传输电子信号，则这两个设备就处于“通信状态”。

为了本文件的目的，术语“基于”可理解为“至少部分基于”。

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已经出于说明和描述目的呈现了前述详细描述。其并非旨在穷举或限制本文要求保护的发明主题为所公开的(一种或多种)精确形式。根据上述教导，许多修改和变更是可能的。选择所描述的各个实施例的目的是为了更好地解释公开技术的原理和其实际应用，因而使本领域技术人员能够以各个实施例的和适合预期特定用途的各种变更最佳地利用技术。预期本发明的范围由所附权利要求书界定。