阅读说明：本技术 Dc-ac变换器逐开关周期峰值电流限流系统和方法 (Switch-cycle-by-switch-cycle peak current limiting system and method for DC-AC converter ) 是由 常军 于 2020-05-12 设计创作，主要内容包括：本发明涉及DC-AC变换器中使用的限流系统和限流方法,具体涉及DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统和方法,解决传统DC-AC变换器难以实现峰值电流限流的问题。本发明DC-AC变换器的逐开关周期峰值电流限流系统包括控制驱动电路、DC-AC变换电路和电流限流控制电路。其中,电流限流控制电路采用模拟电路实现,包括逻辑综合单元、斜坡补偿单元、求和单元、限流比较器、SR锁存器、非门,加入斜坡补偿单元用以消除开关频率引起的次谐波振荡,响应速度快,工作状态稳定。同时,本发明给出了上述DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流方法。另外,本发明还提出了一种功率大于10kW的DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统和方法。(The invention relates to a current limiting system and a current limiting method used in a DC-AC converter, in particular to a peak current limiting system and a peak current limiting method of a DC-AC converter by switching cycles, which solve the problem that the traditional DC-AC converter is difficult to realize peak current limiting. The invention discloses a switch-cycle-by-switch-cycle peak current limiting system of a DC-AC converter, which comprises a control driving circuit, a DC-AC conversion circuit and a current limiting control circuit. The current limiting control circuit is realized by adopting an analog circuit and comprises a logic synthesis unit, a slope compensation unit, a summation unit, a current limiting comparator, an SR latch and a NOT gate, wherein the slope compensation unit is added to eliminate subharmonic oscillation caused by switching frequency, the response speed is high, and the working state is stable. Meanwhile, the invention provides a method for limiting the peak current of the DC-AC converter by switching cycles. In addition, the invention also provides a system and a method for limiting the peak current of the DC-AC converter by switching cycles with the power more than 10 kW.)

DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统和方法

技术领域

本发明涉及DC-AC变换器中使用的限流系统和限流方法，具体涉及DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统和方法。

背景技术

传统的限流电路有两种：一种是基于平均电流控制的限流技术；另一种是基于峰值电流控制的限流技术。采用平均电流控制的限流电路，其性能很大程度上取决于控制器的响应速度：控制器响应速度快，容易引起系统环路裕量不足而振荡；控制器调节速度慢，则容易引起系统超调，导致限流点超调数倍，不能达到理想的限流保护目的。而采用峰值电流限流模式的响应速度快，延迟时间可以小到几十纳秒到几百纳秒数量级，同时不受控制器的影响。通常情况下，峰值电流限流模式多应用于AC-DC和DC-DC变换器中，且集成于模拟集成芯片的PWM控制器中，而在DC-AC变换器中难以实现峰值电流限流模式，主要因为峰值电流限流模式对控制器的响应速度和时序控制有较高要求，DC-AC变换器的控制相对复杂，一般通过数字控制器实现，数字控制器的响应速度无法满足峰值电流限流模式的要求。

发明内容

本发明针对现有技术中DC-AC变换器难以实现峰值电流限流的问题，提出DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统和方法，采用模拟电路，响应速度快，且增加斜坡补偿单元以消除次谐波振荡。本发明可实现DC-AC变换器在过载或短路下的限流状态稳定运行，提高系统可靠性。

本发明所采用的技术方案是：一种DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统，包括控制驱动电路、DC-AC变换电路，其特殊之处在于：还包括电流限流控制电路；

所述电流限流控制电路包括逻辑综合单元113、斜坡补偿单元114、求和单元115、限流比较器116、SR锁存器117、非门121；

所述逻辑综合单元113的两个输入端分别输入PWM控制信号PWMA和PWMB，逻辑综合单元113的输出端连接斜坡补偿单元114的输入端以及SR锁存器117的复位端；

所述斜坡补偿单元114的输出端连接求和单元115的一个输入端；

所述求和单元115的另一个输入端连接电流感测信号ISENSE，求和单元115的输出端与限流比较器116的反相输入端相连；

所述限流比较器116的同相输入端连接预定限流电平Vref，限流比较器116输出端连接SR锁存器117的置位端；

所述SR锁存器117的输出Q端连接非门121的输入端；

所述控制驱动电路包括死区单元118、削波单元119、驱动单元120；

所述死区单元118的两个输入端分别连接PWM控制信号PWMA和PWMB，死区单元118的四个输出端分别与削波单元119四个与门的一个输入端相连；

所述削波单元119四个与门的另一输入端均与非门121的输出端连接；

所述驱动单元120的四个输入端分别与削波单元119四个与门的输出端相连；

所述DC-AC变换电路包括H桥以及设置在H桥和输入地之间的电流传感器107；

所述H桥的4个开关晶体管的控制端分别连接驱动单元120的四个输出端；

所述电流传感器107输出的电流感测信号ISENSE输入到求和单元115。

同时，本发明还给出上述DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统的限流方法，其特殊之处在于：

步骤1、对H桥的直流供电电流进行采样，得到电流感测信号ISENSE；

步骤2、对输入PWM控制信号PWMA和PWMB进行异或操作，产生PWM综合信号R’，同时，PWMA信号经过死区单元产生带死区的互补的两路死区控制信号PWM1和PWM1’，PWMB信号经过死区单元产生带死区的互补的两路死区控制信号PWM2和PWM2’；

步骤3、将R’信号经过斜坡补偿单元转换为斜坡补偿信号Vramp；将Vramp信号与电流感测信号ISENSE求和，进行斜坡补偿，产生感测电压Vsum；

步骤4、将感测电压Vsum作为反相输入和预定限流电平Vref经限流比较器进行比较，当Vsum小于Vref时，执行步骤5；当Vsum大于Vref时，执行步骤6；

步骤5、直接工作模式：

5.1)限流比较器输出电流限定信号S’＝1，提供SR锁存器置位信号；PWM综合信号R’提供SR锁存器复位信号；

5.2)SR锁存器输出Q端信号经逻辑非运算后输出信号LOCK＝1；

5.3)LOCK信号与死区控制信号PWM1、PWM1’、PWM2、PWM2’分别通过逻辑与运算产生控制信号CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’；

5.4)控制信号CUT1、CUT1’和CUT2、CUT2’经过驱动单元产生两组带死区的互补的驱动信号DR1、DR2和DR3、DR4；

5.5)驱动信号DR1、DR2和DR3、DR4驱动H桥工作；

步骤6、峰值电流限流模式：

t1时刻：Vsum大于Vref，信号传输延时，H桥维持原工作状态；

t2时刻第一阶段：限流比较器输出电流限定信号S’由1跳变为0，提供SR锁存器置位信号；PWM综合信号R’＝1，提供SR锁存器复位信号；SR锁存器输出Q＝1，经逻辑非运算后输出信号LOCK＝0，则控制信号CUT1＝0，CUT1’＝0，CUT2＝0，CUT2’＝0，产生驱动信号DR1＝0，DR2＝0，DR3＝0，DR4＝0；此时，爬升过程中的电感电流立即转下降，同时H桥供电电流立即反向；

t2时刻第二阶段：电流感测信号ISENSE下降为负值，使Vsum小于Vref，限流比较器输出S’由0跳变为1，PWM综合信号R’＝1，SR锁存器输出Q＝1，经逻辑非运算后输出信号LOCK＝0，则控制信号CUT1＝0，CUT1’＝0，CUT2＝0，CUT2’＝0，产生驱动信号DR1＝0，DR2＝0，DR3＝0，DR4＝0；H桥供电电流保持反向；

t3时刻：PWM综合信号R’由1跳变为0，SR锁存器输出Q＝0，经逻辑非运算后输出信号LOCK＝1，则控制信号CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’，驱动单元产生两组带死区的互补的驱动信号DR1、DR2和DR3、DR4，驱动H桥工作。

进一步地，上述步骤2中，PWM控制信号PWMA和PWMB为单极性调制、二重化单极性调制或者双极性调制信号。

此外，本发明还提出了一种功率大于10kW的DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统，包括控制驱动电路、DC-AC变换电路，其特殊之处在于：还包括电流限流控制电路；

所述电流限流控制电路包括逻辑综合单元113、斜坡补偿单元114、求和单元115、限流比较器116、SR锁存器117、非门121；

所述逻辑综合单元113的两个输入端分别输入PWM控制信号PWMA和PWMB，逻辑综合单元113的输出端连接斜坡补偿单元114的输入端以及SR锁存器117的复位端；

所述斜坡补偿单元114的输出端连接求和单元115的一个输入端；

所述求和单元115的另一个输入端连接电流感测信号ISENSE，求和单元115的输出端与限流比较器116的反相输入端相连；

所述限流比较器116的同相输入端连接预定限流电平Vref，限流比较器116输出端连接SR锁存器117的置位端；

所述SR锁存器117的输出Q端连接非门121的输入端；

所述控制驱动电路包括死区单元118、削波单元119、驱动单元120；

所述死区单元118的两个输入端分别连接PWM控制信号PWMA和PWMB，死区单元118的四个输出端分别与削波单元119四个与门的一个输入端相连；

所述削波单元119四个与门的另一输入端均与非门121的输出端连接；

所述驱动单元120的四个输入端分别与削波单元119四个与门的输出端相连；

所述DC-AC变换电路包括H桥、电流传感器107、整流电路122；

所述H桥的4个开关晶体管的控制端分别连接驱动单元120的四个输出端；

所述电流传感器107设置在H桥的电感器110与第一开关晶体管102和第二开关晶体管104的连接点之间，电流传感器107的输出端与整流电路122的输入端连接；

所述整流电路122输出的电流感测信号ISENSE输入到求和单元115。

进一步地，为了适用于功率大于10kW的DC-AC变换器，上述限流系统中，所述电流传感器107为霍尔传感器。

同时，本发明还给出了上述功率大于10kW的DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统的限流方法，其特殊之处在于：

步骤1、对H桥的电感电流进行采样，将采样信号进行整流后，得到电流感测信号ISENSE；

步骤2、对输入PWM控制信号PWMA和PWMB进行异或操作，产生PWM综合信号R’，同时，PWMA信号经过死区单元产生带死区的互补的两路死区控制信号PWM1和PWM1’，PWMB信号经过死区单元产生带死区的互补的两路死区控制信号PWM2和PWM2’；

步骤3、将R’信号经过斜坡补偿单元转换为斜坡补偿信号Vramp；将Vramp信号与电流感测信号ISENSE求和，进行斜坡补偿，产生感测电压Vsum；

步骤4、将感测电压Vsum作为反相输入和预定限流电平Vref经过限流比较器进行比较，当Vsum小于Vref时，执行步骤5；当Vsum大于Vref时，执行步骤6；

步骤5、直接工作模式：

5.1)限流比较器输出电流限定信号S’＝1，提供SR锁存器置位信号；PWM综合信号R’提供SR锁存器复位信号；

5.2)SR锁存器输出Q端信号经逻辑非运算后输出信号LOCK＝1；

5.3)LOCK信号与死区控制信号PWM1、PWM1’、PWM2、PWM2’分别通过逻辑与运算产生控制信号CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’；

5.4)控制信号CUT1、CUT1’和CUT2、CUT2’经过驱动单元产生两组带死区的互补的驱动信号DR1、DR2和DR3、DR4；

5.5)驱动信号DR1、DR2和DR3、DR4驱动H桥工作；

步骤6、峰值电流限流模式：

t1时刻：Vsum大于Vref，信号传输延时，H桥维持原工作状态；

t2时刻：限流比较器输出电流限定信号S’由1跳变为0，提供SR锁存器置位信号；PWM综合信号R’＝1，提供SR锁存器复位信号；SR锁存器输出Q＝1，经逻辑非运算后输出信号LOCK＝0，则控制信号CUT1＝0，CUT1’＝0，CUT2＝0，CUT2’＝0，产生驱动信号DR1＝0，DR2＝0，DR3＝0，DR4＝0；此时，爬升过程中的电感电流立即转下降；

t3时刻：PWM综合信号R’由1跳变为0，SR锁存器输出Q＝0，逻辑非运算后输出信号LOCK＝1，则控制信号CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’，驱动单元产生两组带死区的互补的驱动信号DR1、DR2和DR3、DR4，驱动信号驱动H桥工作。

进一步地，上述步骤2中，PWM控制信号PWMA和PWMB为单极性调制、二重化单极性调制或者双极性调制信号。

本发明的有益效果是：

1)本发明采用模拟比较器，延迟时间最小到纳秒数量级，响应速度快。

2)本发明在DC-AC变换器的峰值电流限流系统增加斜坡补偿单元，解决了峰值电流模式下的次谐波振荡问题，使系统工作更加稳定。

3)本发明将电流限流控制电路串联到DC-AC变换器的PWM控制电路与控制驱动电路之间，电路简单；电流传感器采样方式灵活，可以采集H桥的直流供电电流，也可以采集H桥的电感电流。

4)本发明提出的电感电流采样峰值电流限流系统可用于功率大于10kW的DC-AC变换器。

5)本发明在DC-AC变换器的逐个开关周期内进行峰值电流限流，工作状态稳定，可防止开关晶体管过大的冲击电流发生，可靠性高。

6)本发明适用于DC-AC变换器的单极性调制、二重化单极性调制、双极性PWM调制等多种PWM调制方式。

附图说明

图1是本发明实施例一采用H桥直流输入电流采样的DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统的电路示意图；

图2是本发明实施例一中的DC-AC变换器在普通单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形；

图3是本发明实施例一中的DC-AC变换器在二重化单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形；

图4是本发明实施例一中的DC-AC变换器在双极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形；

图5是本发明实施例二采用电感电流采样的DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统的电路示意图；

图6是本发明实施例二中的DC-AC变换器在普通单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形；

图7是本发明实施例二中的DC-AC变换器在二重化单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形；

图8是本发明实施例二中的DC-AC变换器在双极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形。

附图标记说明：

101-输入电压，102-第一开关晶体管，103-第一电压节点，104-第二开关晶体管，105-输入地，106-第四开关晶体管，107-电流传感器，108-第二电压节点，109-第三开关晶体管，110-电感器，111-电容器，112-第三电压节点，113-逻辑综合单元，114-斜坡补偿单元，115-求和单元，116-限流比较器，117-SR锁存器，118-死区单元，119-削波单元，120-驱动单元，121-非门，122-整流电路。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例一

图1给出了本发明实施例DC-AC变换器逐开关周期峰值电流限流系统示意图。下面主要对DC-AC变换器的功率执行部分和限流控制部分加以说明。

在DC-AC变换器的H桥电路中，输入电压101施加于第一开关晶体管102和第三开关晶体管109的漏极，输入地105经过电流传感器107连接到第二开关晶体管104和第四开关晶体管106的源极，第一开关晶体管102的源极和第二开关晶体管104的漏极以及电感器110的一端连接于第一电压节点103，第三开关晶体管109的源极和第四开关晶体管106的漏极以及电容器111的一端连接于第二电压节点108，电感器110的另一端与电容器111的另一端连接于第三电压节点112。H桥工作时，电流传感器107检测到输入地105处流过的电流，并产生一个电压信号，即电流感测信号ISENSE。

在DC-AC变换器的控制系统中，PWM控制电路产生两路脉宽调制信号PWMA和PWMB，PWMA经过死区单元118产生带死区的互补的两路信号PWM1和PWM1’，PWMB经过死区单元118产生带死区的互补的两路信号PWM2和PWM2’；

同时，PWMA、PWMB还经过逻辑综合单元113产生PWM综合信号R’，R’经过斜坡补偿单元114生成斜坡补偿信号Vramp，同时，PWM综合信号R’还为RS锁存器117的输入端提供复位信号。

斜坡补偿信号的波形与系统工作波形的最大占空比相关，占空比越大，斜率越大。该斜坡补偿信号Vramp用来消除次谐波振荡。斜坡补偿信号Vramp通过求和单元115与电流感测信号ISENSE结合。

求和单元115输出合成感测电压Vsum，Vsum连接至限流比较器116的反相输入，限流比较器116的同相输入被连接至预定限流电平Vref，预定限流电平Vref决定峰值限流值的大小。限流比较器116输出电流限定信号S’，给SR锁存器117的输入端提供置位信号。

SR锁存器117输出Q端经过非门121产生封锁信号LOCK，LOCK信号连接至削波单元119，用于对削波单元119的输入信号PWM1和PWM1’、PWM2和PWM2’进行封锁控制，从而产生信号CUT1和CUT1’、CUT2和CUT2’。

削波单元119输出的信号CUT1和CUT1’、CUT2和CUT2’经过驱动单元120，生成驱动信号DR1和DR2、DR3和DR4。

驱动信号DR1、DR2、DR3、DR4分别与H桥的四个开关晶体管的栅极连接，其中，DR1控制第一开关晶体管102工作，DR2控制第二开关晶体管104工作，DR3控制第三开关晶体管109工作，DR4控制第四开关晶体管106工作。

本发明中，DC-AC变换器的PWM控制方式可以是普通单极性调制、二重化单极性调制、双极性PWM调制等多种方式。

图2所示为本实施例DC-AC变换器普通单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式的工作关联的数个波形。

以正半波工作过程为例，当感测电压Vsum信号小于预定限流电平Vref时，限流比较器116输出S’＝1，而逻辑综合单元113输出R’为0和1交替，SR锁存器117输出的管脚Q经非门121后输出LOCK信号为非封锁电平1，削波单元119不封锁，CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’。

所示t1时刻，感测电压Vsum信号大于预定限流电平Vref时，经过一段时间信号传输延时到t2时刻，限流比较器116输出S’由1跳变为0，而逻辑综合单元113输出R’为1，SR锁存器117的输出Q端电平为1，经过非门121后输出LOCK信号为封锁电平0，削波单元119封锁，CUT1＝0，CUT1’＝0，CUT2＝0，CUT2’＝0；第一开关晶体管102的驱动信号DR1＝0和第二开关晶体管104的驱动信号DR2＝0，第三开关晶体管109的驱动信号DR3＝0和第四开关晶体管106的驱动信号DR4＝0，此时，电流传感器的电流感测信号ISENSE下降为负值，感测电压Vsum信号小于预定限流电平Vref，限流比较器116输出S’由0跳变为1，而逻辑综合单元113输出R’为1，SR锁存器117的输出Q端电平仍为1，经过非门121后继续输出封锁电平0，此时削波单元119封锁，CUT1＝0，CUT1’＝0，CUT2＝0，CUT2’＝0；到t3时刻，逻辑综合单元113的输出R’信号电平随PWMA信号电平由1变为0，SR锁存器117被复位，经非门121后输出LOCK信号由封锁电平0跳变为非封锁电平1，此时削波单元119不封锁，CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’。如此便完成了DC-AC变换器正半波一个周期内的峰值电流限流过程，负半波同理。

图3所示为本实施例DC-AC变换器在二重化单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形，系统从直接模式到峰值限流模式的工作过程与普通单极性调制方式相同，其峰值限流周期的波形与图2一致。

图4所示为本实施例DC-AC变换器在双极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形，系统从直接模式到峰值限流模式的工作过程与普通单极性调制方式相同，其峰值限流周期的波形与图2一致。

实施例二

在实施例一中，电流采样点位于直流输入回路，即电流传感器采集H桥的直流输入电流，传感器会引入寄生电感，对开关晶体管有不利的影响，不适用于功率大于10kW的DC-AC变换器，而本实施例给出图5所示的电感电流采样方式，可用于超过10kW的DC-AC变换器。本实施例与实施例一的区别之处在于：电流传感器107的采样位置不同，且电流感测信号ISENSE是经过整流电路122后产生的，图5中电流传感器107采用霍尔传感器，位于电感器110与第一电压节点103之间，电流传感器107输出信号通过整流电路122产生电流感测信号ISENSE。电感电流采样的DC-AC变换器的开关周期峰值电流限流系统的工作过程与H桥输入电流采样的工作过程基本相同。

图6所示为电感电流采样DC-AC变换器在普通单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形。

以正半波工作过程为例，当感测电压Vsum信号小于预定限流电平Vref时，限流比较器116输出S’＝1，而逻辑综合单元113输出R’为0和1交替，SR锁存器117输出的管脚Q经非门121后输出LOCK信号为非封锁电平1，削波单元119不封锁，CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’。

所示t1时刻，感测电压Vsum信号大于预定限流电平Vref时，经过一段时间信号传输延时到t2时刻，限流比较器116输出S’由1跳变为0，而逻辑综合单元113输出R’为1，SR锁存器117的输出Q端电平为1，经过非门121后输出LOCK信号为封锁电平0，削波单元119封锁，CUT1＝0，CUT1’＝0，CUT2＝0，CUT2’＝0；到t3时刻，逻辑综合单元113的输出R’信号电平随PWMA信号电平由1变为0，SR锁存器117被复位，经非门121后输出LOCK信号由封锁电平0跳变为非封锁电平1，此时削波单元119不封锁，CUT1＝PWM1，CUT1’＝PWM1’，CUT2＝PWM2，CUT2’＝PWM2’。如此便完成了DC-AC变换器正半波一个周期内的峰值电流限流过程，负半波同理。

图7所示为电感电流采样DC-AC变换器在二重化单极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形，系统从直接模式到峰值限流模式的工作过程与普通单极性调制方式下的工作过程相同，其峰值限流周期的波形与图6一致。

图8所示为电感电流采样DC-AC变换器在双极性调制方式下直接模式到峰值限流模式工作关联的数个波形，系统从直接模式到峰值限流模式的工作过程与普通单极性调制方式下的工作过程相同，其峰值限流周期的波形与图6一致。