具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本公开的方案进行详细阐述。应当注意，本公开不应局限于下文所述的具体实施方式。另外，为了简便起见，省略了对与本公开没有直接关联的公知技术的详细描述，以防止对本公开的理解造成混淆。

为了避免并联式半导体开关中的寄生振荡，本公开实施例提出：确保在并联式半导体开关的开关转换的过渡期间，并联操作的多个功率器件中仅一个功率器件导通和关断。也即，仅一个功率器件控制开关的开启过渡，以及仅一个功率器件控制开关的关闭过渡。

用于控制开关的导通过渡的功率器件和控制开关的关闭过渡的功率器件可以相同也可以不同。由于开关损耗将集中在所选的用于控制导通过渡和关断过渡的器件上，因此，在大多数情况下，优选但不限于选择不同的器件来分别控制导通过渡和关闭过渡，以分担由于开关损耗而产生的热量。

在下面的实施例中，将主要以MOSFET作为功率半导体器件的示例来进行说明，但是应该理解，本发明实施例也适用于其他类型的功率半导体器件并联构成的开关，如绝缘栅双极型晶体管IGBT或双极型晶体管BJT等。

图1示意性地示出了根据本发明一个实施例的并联式半导体开关的示意图。

如图所示，所述并联式半导体开关包括多个功率器件Q1、Q2...Qn。应该理解，尽管在图1中仅示出了三个功率器件，该并联式半导体开关可以包括更多或者更少(如两个)的功率器件，本公开在功率器件的数量方面不局限于图示的数量。此外，尽管在图1中功率器件示出为MOSFET，但是在另一些实施例中其也可以是其他功率半导体器件，如双极性晶体管BJT等。

在图1的示例中，示出了使用不均衡的(即不同的)驱动阻抗来选择用于控制导通过渡和关断过渡的功率器件的示例。具体地，在该示例中，Q1被选择为控制导通过渡的功率器件，而Qn被选择为控制关断过渡的功率器件。

为了便于设计和说明，各个功率器件Qi(i＝1，2......)的驱动电路包括两个支路，通过二极管的配置使得两个支路分别在开关的开启期间和关闭期间起作用。如图所示，由于驱动电路中的二极管的配置，Rg_on是所选的控制导通过渡的功率器件Q1的导通驱动阻抗，而Rg_other_on是并联连接的所有其他功率器件的导通驱动阻抗。本文中，导通驱动阻抗指的是功率器件的控制端在开关开启时的驱动阻抗，如图1中MOSFET Qi(i＝1，2......)在开关开启期间栅极的驱动阻抗。

Rg_off是所选的控制关闭过渡的功率器件Qn的关闭驱动阻抗，Rg_other_off是所有并联连接的所有其他功率器件的关闭驱动阻抗。本文中，关闭驱动阻抗指的是功率器件的控制端在开关关闭时的驱动阻抗，如图1中MOSFET Qi(i＝1，2......)在开关关闭期间栅极的驱动阻抗。

为了确保在此示例中选择用于控制导通过渡的器件Q1是在开关导通过渡期间将导通的唯一器件，可以根据米勒效应方程式确定器件的导通驱动阻抗。基本思想是，当选定的功率器件Q1处于导通过渡时，由于米勒效应，Q1的漏极和源极两端的电压VDS的下降斜率应使所有并联的其他功率器件Qj(j≠1)保持关闭状态。这将得到下述公式：

其中R_{g_on}是控制开关的开启过渡的功率器件(即本例中的Q1)的导通驱动阻抗，R_{g_other_on}是其他功率器件的导通驱动阻抗，V_drv是功率器件的导通驱动电压，V_{th_min}和V_{th_max}分别是功率器件的最小和最大导通阈值，C_{dg_min}和C_{dg_max}分别是功率器件的最小和最大反向转移电容。

当公式(1)满足时，只有选定的功率器件Q1将参与开关的导通过渡，而并联连接的所有其他功率器件仅在导通过渡结束后以零电压开关(ZVS)导通。

应该理解，图1中示出的其他功率器件的导通驱动阻抗R_{g_other_on}可以是相同的，也可以不同，只要每个其他功率的导通驱动阻抗R_{g_other_on}均满足公式(1)就可以确保选择用于控制导通过渡的器件Q1是在开关导通过渡期间将导通的唯一器件。

为了确保在此示例中选择用于控制关闭过渡的器件Qn是在开关关闭过渡期间将关闭的唯一器件，该器件Qn应是具有最大关闭驱动阻抗Rg_off在最后一个关闭的器件。这意味着并联连接的所有其他器件具有较低的关闭驱动阻抗且将在Qn开始关闭之前以ZVS关闭。另外，为防止在所选器件Qn的关闭过渡期间其他器件被导通，也可以根据米勒效应方程式确定关闭驱动阻抗。基本思想是，当选定的功率器件Qn处于关闭过渡时，由于米勒效应，Qn的VDS的上升斜率应使所有并联的其他器件Qj(j≠n)保持关闭状态。这将得到下述公式：

其中，R_{g_off}是控制开关的关闭过渡的功率器件(即本例中的Qn)的关断驱动阻抗，R_{g_other_off}是其他功率器件的关断驱动阻抗，V_{th_min}和V_{th_max}分别是功率器件的最小和最大导通阈值，C_{dg_min}和C_{dg_max}分别是功率器件的最小和最大反向转移电容。

当公式(2)满足时，只有选定的功率器件Qn将参与开关的关断过渡，在Qn开始关断过渡之前，并联连接的所有其他功率器件已经以ZVS关断。

应该理解，图1中示出的其他功率器件的关闭驱动阻抗R_{g_other_off}可以是相同的，也可以不同，只要每个其他功率的关闭驱动阻抗R_{g_other_off}均满足公式(2)就可以确保选择用于控制关闭过渡的器件Qn是在开关关闭过渡期间将关闭的唯一器件。

通过本实施例，可以避免由于功率器件的并联操作而引起的寄生振荡。另外，对于并联操作，不必牺牲开关特性，如不会显著影响开关损耗和开关速度。期望的导通特性可以仅由Rg_on与Rg_other_on根据公式(1)确定，而期望的关断特性可以仅由Rg_off与Rg_other_off根据公式(2)确定。

应该理解，图1的结构仅是作为示例。并联的功率器件的驱动电路不限于图1所示的使用二极管和电阻器的配置，而是可以是能够提供满足公式(1)和(2)的驱动阻抗的任何配置。

例如，在图1的示例中，通过布置二极管将导通驱动阻抗和关闭驱动阻抗分开设计和说明是为了设计和说明的方便。但是在实际中，Rg_other_on和Rg_other_off可以不分开设计，而具有同一阻抗，如图2所示。

图2示意性地示出了根据本发明另一实施例的并联式半导体开关的示意图。

与图1中类似，Q1被选择为控制导通过渡的功率器件，而Qn被选择为控制关断过渡的功率器件。Q1和Qn的控制端的驱动电路仍包括两个支路，通过二极管的配置使得两个支路分别在开关的开启期间和关闭期间起作用。与图1中的电路的不同在于，没被选择用于控制导通过渡和关闭过渡的功率器件的驱动电路被简化了，不再具有两个支路，其在开关的开启和关闭时的驱动阻抗Rg_other_on和Rg_other_off相同，均为Rg_other。

将公式(1)和(2)中的Rg_other_on和Rg_other_off均替换为Rg_other。可以得到下面的公式(3)和(4)：

其中，R_{g_on}是控制开关的开启过渡的功率器件(即本例中的Q1)的导通驱动阻抗，R_{g_off}是控制开关的关闭过渡的功率器件(即本例中的Qn)的关断驱动阻抗，R_{g_other}是其他功率器件的驱动阻抗，V_drv是功率器件的导通驱动电压，V_{th_min}和V_{th_max}分别是功率器件的最小和最大导通阈值，C_{dg_min}和C_{dg_max}分别是功率器件的最小和最大反向转移电容。

当满足公式(3)和(4)时，可以确保只有选定的功率器件Q1将参与开关的导通过渡，而并联连接的所有其他功率器件仅在导通过渡结束后以零电压开关(ZVS)导通，并可以确保只有选定的功率器件Qn将参与开关的关断过渡，在Qn开始关断过渡之前，并联连接的所有其他功率器件已经以ZVS关断。

在上面的实施例中，以MOSFET作为功率半导体器件的示例进行了说明，但是应该理解，本发明实施例也适用于其他类型的功率半导体器件并联构成的开关，如绝缘栅双极型晶体管IGBT或双极型晶体管等。当采用其他功率半导体器件并联作为开关时，驱动电路将随着功率器件的类型作相应的变化，但是仍然遵从本公开的基本思想，即给多个并联的功率器件设置不均衡的驱动阻抗，使得仅一个功率器件控制开关的开启过渡以及仅一个功率器件控制开关的关闭过渡。

根据本公开的另一方面，还提供了相应地用于并联式半导体开关的控制方法。所述方法包括：给所述多个并联的功率器件设置不均衡的驱动阻抗，使得仅一个功率器件控制所述开关的开启过渡以及仅一个功率器件控制所述开关的关闭过渡。

在一些实施例中，所述功率器件可以是MOSFET。在另一些实施例中，所述功率器件可以是双极性晶体管BJT。在又一些实施例中，所述功率器件可以IGBT。

在一些实施例中，使得仅一个功率器件控制所述开关的开启过渡以及仅一个功率器件控制所述开关的关闭过渡，可以包括下述中的任一项：

在开关的开启时，使得控制所述开关的开启过渡的那个功率器件先导通，在其处于饱和区后其他功率器件才开始导通；以及

在开关的关闭时，使得控制所述开关的关闭过渡的那个功率器件在其他功率器件都处于截止区后才开始关断。

在一些实施例中，可以通过下述方式实现在开关的开启时，使得控制所述开关的开启过渡的那个功率器件先导通，在其处于饱和区后其他功率器件才开始导通：将控制所述开关的开启过渡的那个功率器件的导通驱动阻抗设置为小于其他功率器件的导通驱动阻抗。其中导通驱动阻抗是功率器件的控制端在开关开启时的驱动阻抗。

可选地，所述多个并联的功率器件的导通驱动阻抗满足下述条件：

其中，R_{g_on}是控制所述开关的开启过渡的那个功率器件的导通驱动阻抗，R_{g_other_on}是其他功率器件的导通驱动阻抗，V_drv是功率器件的导通驱动电压，V_{th_min}和V_{th_max}分别是功率器件的最小和最大导通阈值，C_{dg_min}和C_{dg_max}分别是功率器件的最小和最大反向转移电容。

在一些实施例中，可以通过下述方式实现在开关的关闭时，使得控制所述开关的关闭过渡的那个功率器件在其他功率器件都处于截止区后才开始关断：将控制所述开关的关闭过渡的那个功率器件的关断驱动阻抗设置为大于其他功率器件的关断驱动阻抗，其中关断驱动阻抗是功率器件的控制端在开关关闭时的驱动阻抗。

可选地，所述多个并联的功率器件的关断驱动阻抗满足下述条件：

其中，R_{g_off}是控制所述开关的关闭过渡的那个功率器件的关断驱动阻抗，R_{g_other_off}是其他功率器件的关断驱动阻抗，V_{th_min}和V_{th_max}分别是功率器件的最小和最大导通阈值，C_{dg_min}和C_{dg_max}分别是功率器件的最小和最大反向转移电容。

在一些实施例中，所述多个并联的功率器件中的至少控制所述开关的导通过渡的那个功率器件的控制端连接并联驱动电路，所述并联驱动电路包括：

由二极管和第一阻抗构成的第一支路，和

由二极管和第二阻抗构成的第二支路。

在一些实施例中，所述多个并联的功率器件中的至少控制所述开关的关闭过渡的那个功率器件的控制端连接并联驱动电路，所述并联驱动电路包括：

由二极管和第三阻抗构成的第一支路，和

由二极管和第四阻抗构成的第二支路。

在一些实施例中，控制所述开关的导通过渡的那个功率器件和控制所述开关的关闭过渡的那个功率器件是不同的功率器件。

在另一些实施例中，控制所述开关的导通过渡的那个功率器件和控制所述开关的关闭过渡的那个功率器件可以是相同的功率器件。

根据本公开实施例的用于并联式半导体开关的控制方法可以避免联式半导体开关在开关转换期间的寄生振荡。其具体细节可以参见图1和图2所示的电路的描述，在此不再赘述。

应当理解，在以上的描述中，仅以示例的方式，示出了本申请的技术方案，但并不意味着本申请局限于上述电路结构和方法步骤。在可能的情形下，可以根据需要对电路结构和方法步骤进行调整和取舍。因此，某些步骤和单元并非实施本申请的总体发明思想所必需的元素。因此，本申请所必需的技术特征仅受限于能够实现本申请的总体发明思想的最低要求，而不受以上具体实例的限制。

根据本公开实施例，避免了并联式半导体开关在开关转换期间的寄生振荡，并且不需要阻抗匹配，对切换特性(如开关损耗和开关速度)的影响也小。

至此已经结合优选实施例对本申请进行了描述。应该理解，本领域技术人员在不脱离本申请的精神和范围的情况下，可以进行各种其它的改变、替换和添加。因此，本申请的范围不局限于上述特定实施例，而应由所附权利要求所限定。