阅读说明：本技术 用于监视正弦交流电压信号的电路装置和方法 (Circuit arrangement and method for monitoring a sinusoidal alternating voltage signal ) 是由 H·库卡 于 2018-11-08 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种用于利用比较器(8)监视正弦交流电压信号(I_k)的电路装置,可以将要监视的正弦交流电压信号(I_k)或从其获得的信号提供给该比较器(8),其中,比较器(8)被设置成当正弦交流电压信号(I_k)或从其获得的信号超出定义的阈值(A)时在输出端生成第一输出信号(S1)。此外,还设置有过零检测器(10),可以将要监视的正弦交流电压信号(I_k)或从其获得的信号馈送到其监视输入端,以便可以在过零检测器(10)的输出端生成第二输出信号(S2)。过零检测器(10)后面接有定时元件(12),用于根据第二输出信号(S2)生成时钟信号(S3)。还设置有边沿控制的触发器(14),其中,比较器(8)的输出端连接到该触发器(14)的输入端(D),并且其中,定时元件(12)的输出端连接到触发器(14)的时钟输入端(Clk)。定时元件(12)在与正弦交流电压信号(I_k)的过零之后的周期T的T/4的时间点不同的时间点处指定时钟信号(S3)的状态变化。(The invention relates to a circuit arrangement for monitoring a sinusoidal alternating voltage signal (I _ k) with a comparator (8), to which comparator (8) the sinusoidal alternating voltage signal (I _ k) to be monitored or a signal derived therefrom can be supplied, wherein the comparator (8) is set up to generate a first output signal (S1) at the output when the sinusoidal alternating voltage signal (I _ k) or the signal derived therefrom exceeds a defined threshold value (A). Furthermore, a zero-crossing detector (10) is provided, to the monitoring input of which a sinusoidal alternating voltage signal (I _ k) to be monitored or a signal derived therefrom can be fed, so that a second output signal (S2) can be generated at the output of the zero-crossing detector (10). The zero crossing detector (10) is followed by a timing element (12) for generating a clock signal (S3) from the second output signal (S2). An edge-controlled flip-flop (14) is also provided, wherein the output of the comparator (8) is connected to the input (D) of the flip-flop (14), and wherein the output of the timing element (12) is connected to the clock input (Clk) of the flip-flop (14). The timing element (12) specifies a state change of the clock signal (S3) at a time point different from a time point of T/4 of the period T after the zero crossing of the sinusoidal alternating voltage signal (I _ k).)

用于监视正弦交流电压信号的电路装置和方法

技术领域

本发明涉及用于监视正弦交流电压信号、尤其是诸如可编程逻辑控制器(SPS)或逻辑继电器的电子控制设备的输入信号或类似设备的输入信号或电压的电路装置和方法以及相应的软件产品。

背景技术

SPS IEC/EN 61131第2部分的产品标准另外定义了输入信号的属性。直流电压信号(DC输入信号)和正弦交流电压信号(AC输入信号)被指定为数字输入。此处列出了以下电压：24V DC、48V DC、24V AC、48V AC、100/110/120V AC、200/230/240VAC。

对于小型、紧凑的设备(例如控制继电器)，希望支持各种不同的电源和输入信号，例如24V AC和24V DC。这样可以减少设备类型的多样性。不过，这样的设备中的零部件和组件的成本也应保持尽可能低。

监视AC输入信号的困难之一是IEC/EN 61131标准将AC输入信号的阈值(AC值)定义为有效值(U_rms)而不是峰值。监视AC输入信号的常用方法是整流和平滑正弦信号，由此产生DC信号(除残留纹波外)，并将其与定义的阈值进行比较(使用比较器)，然后将结果作为数字信号(例如TTL电平或CMOS电平，例如5V或3.3V；CMOS是互补金属氧化物半导体的缩写)提供给CPU或微控制器。但是，以这种方式在比较器输入端生成的信号对应于峰值(U_peak)，而不是相应输入信号的有效值(U_rms)。

例如，根据IEC/EN 61131-2，将24V DC的标准化阈值(DC值)定义为U_Lmax＝5V(低信号的最大DC值)和U_Hmin＝15V(高信号的最小DC值)，对应的输入值为U_{IN Lmax}＝5V(低信号的最大输入值)和U_{IN Hmin}＝15V(高信号的最小输入值)。例如，根据IEC/EN 61131-2，将24V AC的标准化阈值(AC值)定义为U_Lmax,rms＝5V(低信号的最大有效值)和U_Hmin,rms＝14V(高信号的最小有效值)，对应的经过整流和平滑的峰值输入值为U_{IN Lmax}＝7.07V(低信号的最大峰值输入值)和U_{IN Hmin}＝19.8V(高信号的最小峰值输入值)。为了监视AC输入信号和DC输入信号的各自的高信号和低信号，必须使用具有大约在7.07V至15V之间的中间的定义的阈值(例如11V)的比较器。

上述类型的比较器的廉价解决方案是例如所谓的CMOS HC门，例如所谓的HC04逆变器。CMOS HC输入阈值通常为U_DD/2(U_DD是门的电源电压)，但根据“JEDEC”(联合电子装置工程委员会)进行了标准化，并且为U_{IN,L max}＝30％U_DD作为低信号的最大电平(例如，U_DD＝5V时为1.5V)和U_{IN,H min}＝70％U_DD作为高信号的最小电平(例如，U_DD＝5V时为3.5V)。这意味着U_DD/2的阈值可能会偏离U_DD±20％，即，介于0.6x U_DD/2和1.4x U_DD/2之间。转换到5V或15V(参见上文)的24V DC阈值(当平均值为U_M＝(5V+15V)/2＝10V)，结果为U_DD/2：

-U_IN,L＝0.6x10V＝6V>5V，1V余量；

-U_IN,H＝1.4x10V＝14V<15V，1V余量。

CMOS HC门因此可以用作24V DC输入信号的比较器，尽管存在阈值的公差。

当使用此类CMOS HC门同时监视24V DC输入信号和24V AC输入信号时，可能的阈值范围从5V到15V降低到7.07V到15V(参见上文)。在这种情况下，当平均值为U_M＝(7.07V+15V)/2＝11.035V时，相同的计算结果为U_DD/2：

-U_IN,L＝0.6x11.035V＝6.621V<7.07V，太低；

-U_IN,H＝1.4x11.035V＝15.449>15V，太高。

这意味着，在这种情况下，不能再可靠地使用廉价的CMOS HC门。

从EP 0935758已知一种用于检测AC输入信号的电路装置和方法，其中，与开头提到的常规解决方案相比，AC输入信号不经过滤波，而是仅转换为相应的脉冲。然而，从EP0935758已知的方法还通过在过零之后的周期T的时间点T/4处读取正弦AC输入信号来检测输入信号的峰值，结果出现了上述相同的问题。

发明内容

本发明的目的是描述一种用于监视(特别是针对开头所述类型的设备)正弦交流电压信号的电路装置和方法，其使得比较器能够被更加灵活地使用。

在第一方面，该目的通过一种用于监视正弦交流电压信号的电路装置来实现。从属权利要求中公开了进一步的扩展。

该电路装置具有比较器，可以在输入端向其馈送要监视的正弦交流电压信号或从该正弦交流电压信号获得的信号，其中，该比较器被设置为当该正弦交流电压信号或从其获得的信号超出定义的阈值时，在输出端生成第一输出信号。可以将要监视的正弦交流电压信号直接馈入比较器中，也可以预先对其进行预处理，以便将由此获得的信号输入到比较器中。相应的预处理可以包括通过整流器进行整流(例如用于半波整流)或通过降压转换器进行降压。要监视的正弦交流电压信号可以例如是三相电源网络的一相的电压信号。

该电路装置还具有过零检测器，正弦交流电压信号或从其获得的信号可以在监视输入端被馈送到该过零检测器，从而可以在该过零检测器的输出端产生第二输出信号。正弦交流电压信号既可以直接馈入到过零检测器中，也可以对其进行预处理，以便可以将由此获得的信号提供至过零检测器。相应的预处理可以包括类似于上述措施的通过整流器进行整流(有利地是半波整流)。可选地，预处理还可以包括通过电阻器进行电流限制或通过降压转换器进行降压。

该电路装置还具有连接在过零检测器下游的定时元件，用于根据第二输出信号生成时钟信号。

该电路装置还具有边沿控制的触发器。比较器的输出端连接到该触发器的状态控制输入端。定时元件的输出端连接到触发器的边沿控制输入端。这样，可以在触发器的输出端生成状态信号。此外，定时元件被设置为在一时间点指定时钟信号的定义的状态变化，该时间点不同于正弦交流电压信号的过零之后的周期T的时间点T/4。

因此，相对于定义的阈值监视正弦交流电压信号。该定义的阈值可以是预定的并且恒定的。

因为时钟信号的定义的状态变化是在与正弦交流电压信号的过零之后的周期T的时间点T/4不同的时间点处指定的，所以不是正弦交流电压信号的峰值(最大值或幅值)用于监视，而用低于峰值的值。因此，用于监视正弦交流电压信号的阈值或由比较器指定或定义的阈值可以低于评估正弦交流电压信号(就其峰值而言)所需的阈值。通过(就阈值而言)使正弦交流电压信号的评估时间点相对于出现峰值的时间点“偏移”或偏离，尤其可以将阈值选择成低于峰值，但是仍然可以评估正弦交流电压信号是否超出定义的阈值。

这样，就所使用的阈值而言，可以更加灵活地使用上述类型的比较器。尤其是，也可以以这种方式使用具有公差的比较器，该比较器根据其公差指定一个低于正弦交流电压信号的峰值的阈值。通常，比较器可以在指定或要求特定阈值的应用中灵活使用，其中该阈值低于要监视的正弦交流电压信号的峰值，但是仍然需要对该正弦交流电压信号进行可靠且无差错的评估。

在电路装置的各种实施方式中，设置定时元件以在正弦交流电压信号的过零之后的周期T的T/8或3T/8处的时间点处指定时钟信号的状态变化。因为在这些配置中，时钟信号的定义的状态变化是在正弦交流电压信号过零之后的周期T的T/8或3T/8的时间点指定的，所以时钟信号的状态变化的时间点与正弦交流电压信号或从其获得的信号的有效值(U_rms)出现的时间点相关。已知有效值(U_rms)低于要监视的AC信号的峰值(U_peak)。通常，或因此，在时间点T/8(45°)时，正弦交流电压信号的幅度恰好对应于有效值(U_rms)。在时间点3T/8处同样如此。当发生时钟信号的定义的状态发生时，触发器的边沿控制输入被触发，并且在触发器的状态控制输入端处读取/接收比较器的输出。当正弦交流电压信号或从其获得的信号超出定义的阈值时，在比较器的输出端处产生第一输出信号。以这种方式，可以相对于定义的阈值监视正弦交流电压信号或从其产生的信号的有效值。

在该实施方式中，电路装置尤其使得能够使用或选择或确定用于监视标准化AC输入信号的阈值，该阈值处于正弦交流电压信号的低信号的最大有效阈值与高信号的最小有效阈值之间的阈值范围内(例如，参见开头说明的信号阈值)。这样做的优点是，可以使用处于具有公差的比较器的允许极值内的、被设计用于监视直流电压信号的阈值，即使该阈值由于比较器的公差而小于正弦交流电压信号的低信号的最大峰值(U_peak)。

该电路装置可以被设计成，使得可以替代正弦交流电压信号将要监视的直流电压信号或从其获得的信号在其输入端馈入比较器，其中，该比较器被设置为当直流电压信号或从其获得的信号超出定义的阈值时在其输出端产生第一输出信号。因此，该电路装置使得既可以监视正弦交流电压信号(AC输入信号)，也可以监视直流电压信号(DC输入信号)。为此仅需要一个比较器，其中，仅需定义一个阈值。由此使得能够利用简单且灵活设置的比较器来对在开头说明的设备上的正弦交流电压信号和直流电压信号进行联合监视。尤其是可以灵活使用廉价的比较器，例如CMOS HC门。而且该电路装置也易于实现。

例如，可以将理论阈值9.5V定义为正弦交流电压信号的低信号的最大有效阈值(5V)与高信号的最小有效阈值(14V)之间的平均值。根据上述计算，所使用的CMOS HC门的在开头说明的公差为：

-U_IN,L＝0.6x9.5V＝5.7V>5V；

-U_IN,H＝1.4x9.5V＝13.3V<14V。因此，尽管所使用的比较器的实际阈值在5.7V和13.3V之间存在公差或变化，但可以无误地对DC信号的标准化DC值(低信号最大5V或高信号最小15V)以及AC信号的标准化有效阈值(低信号5V或高信号14V)进行监视。对于特定的应用，当然也可以考虑其他大小和评估时间点。

在电路装置的各种实施方式中，比较器是比较电路(Komparator)，其中，输入端是该比较电路的第一比较输入端，用于将要监视的正弦交流电压信号或从其获得的信号与施加在比较电路的第二比较输入端的定义的阈值进行比较。比较电路具有简单的比较器，例如CMOS HC比较器，其优点是可以指定更精确的阈值，而不会产生较大的公差。

在电路装置的各种实施方式中，特别有利地使用比较电路作为比较器，该比较器可以可替代地在其输入端被提供不同的待监视的直流电压信号或各从其获得的信号，其中，比较器被设置为当相应施加的直流电压信号或从其获得的信号超出定义的阈值时，在其输出端生成第一输出信号。在此可以将阈值设置成使其处于正弦交流电压信号的峰值以下并且处于相应直流电压信号的DC值以上。因此，除了正弦交流信号之外还可以使用单个定义的阈值来监视多个不同的直流电压信号，即使一个或多个直流电压信号要求低于正弦交流电压信号的峰值的阈值。例如，可以对24V AC、24V DC和12V DC进行组合监视，其中，阈值例如固定设置为6V。因此，阈值低于正弦交流电压信号的低信号的最大峰值(标准化为7.07V)(当然，也低于正弦交流电压信号的高信号的最小峰值，标准化为19.8V)并且大于相应直流电压信号的低信号的最大DC值(标准化为5V)(当然也低于直流电压信号的高信号的最小DC值，标准化为15V)。还已证明大约6V(例如6.4V)的阈值考虑到标准IEC/EN 61131-2附件B的计算公式足以监视所监视的(标准EN 61131-2中未定义的)12V DC信号的最大DC下限阈值(低信号)或最小DC上限阈值(高信号)。

在电路装置的各种实施方式中，定时元件被设置为通过第二输出信号触发以产生时钟信号。因此，根据第二输出信号释放时钟信号。

在电路装置的各种实施方式中，触发器和/或定时元件由微控制器内的软件实现。以这种方式，可以在软件中非常简单地实现电路装置或电路装置的部分。

在各种实施方式中，电路装置具有转换开关，用于在触发器的输出端与比较器的输出端之间切换电路装置的信号输出，其中，该转换开关可通过控制信号来控制。该控制信号可以例如是定时元件的时钟信号。替代地，控制信号可以是第二输出信号或从该第二输出信号获得的信号。借助该转换开关可以在监视一个(或多个)直流电压信号和监视正弦交流电压信号之间进行切换。在监视直流电压信号时，电路装置的信号输出直接切换到比较器的输出端，使得当直流电压信号或从该直流电压信号获得的信号超出定义的阈值时，可以在电路装置的输出端输出第一输出信号。在监视正弦交流电压信号时，电路装置的信号输出将切换到触发器的输出端，使得可以在电路装置的输出端输出触发器的状态信号，该信号可以通过定时元件的时钟信在正弦交流电压信号的过零之后的周期T的T/8或3T/8处被触发。可以通过定时元件的时钟信号对该转换开关进行如此控制，即，当存在时钟信号时，从DC监视(直流电压信号)切换到AC监视(正弦交流电压信号)，这又通过过零检测器检测到正弦交流电压信号的过零来触发。

在第二方面，通过根据权利要求6的用于监视正弦交流电压信号的方法来实现上述目的。从属权利要求中公开了进一步的实施方式。

该方法包括以下方法步骤：

-检测要监视的正弦交流电压信号，

-检查所检测到的正弦交流电压信号或从其获得的信号是否超出定义的阈值，并据此生成第一输出信号，

-监视正弦交流电压信号或从其获得的信号的过零，并据此生成第二输出信号，

-根据第二输出信号生成时钟信号，以及

-通过在时钟信号的定义的状态变化的时间点评估第一输出信号来生成状态信号，

其中，时钟信号的定义的状态变化是在与正弦交流电压信号的过零之后的周期T的T/4的时间点不同的时间点指定的。

这种方法因此也能以简单的方式获得结合上述类型的电路装置所呈现的优点。

在该方法的各种实施方式中，时钟信号的定义的状态变化是在正弦交流电压信号的过零之后的周期T的T/8或3T/8的时间点指定的。就此而言上面结合电路装置所说明的优点也同样适用。

在该方法的各种实施方式中，时钟信号由定时元件生成，其由第二输出信号触发以生成时钟信号。以这种方式，根据第二输出信号释放时钟信号，该第二输出信号又从正弦交流电压信号的过零检测获得。

在该方法的各种实施方式中，定时元件在微控制器内由软件控制或由软件实现。在这些实施方式中可以执行以下方法步骤：

-通过第二输出信号在微控制器中产生第一中断，

-在第一中断发生时启动微控制器的计时器以实现定时元件，

-当计时器期满时，在微控制器中产生第二中断，

-读取(并可选地存储)在发生第二中断时出现的第一输出信号的值作为状态信号。这样的措施使得能够将检测到的正弦交流电压信号尤其简单且快速地处理成对应的状态信号，以在其中实施该方法的电子设备内进行进一步(逻辑)处理。

在该方法的各种实施方式中，将执行以下进一步的方法步骤：

-作为正弦交流电压信号的替代，检测要监视的一个(或多个不同的)直流电压信号，

-检查所检测到的直流电压信号或从其获得的信号是否超出定义的阈值，并据此生成第一输出信号。

该阈值被设置为高于或低于正弦交流电压信号的峰值并且高于直流电压信号的最大DC值。如果阈值被设置为低于正弦交流电压信号的峰值并且高于直流电压信号的DC值，则该方法除了正弦交流电压信号之外还可以使用单个定义的阈值来监视一个或多个不同的直流电压信号，即使一个或多个直流电压信号要求低于正弦交流信号的峰值的阈值。例如，可以对24V AC、24V DC和12V DC进行组合监视，其中，阈值例如被设置为大约6V，例如6.4V。因此，该阈值低于正弦交流电压信号的低信号的最大峰值(标准化为7.07V)(当然，该阈值也低于正弦交流电压信号的高信号的最小峰值，标准化为19.8V)并且高于相应直流电压信号的低信号的最大DC值(标准化为5V)(并且也低于相应直流电压信号的高信号的最小DC值，标准化为15V)。还已经证明，阈值6V足以用于监视所监视的12V DC信号的下限阈值(低信号)。在此，类似地也得出关于上述类型的相应的电路装置的优点。

该方法可以部分地或完全在软件中实现，该软件被设置为在微控制器内运行并在运行时执行相应的方法。该微控制器可以实时检测第一输出信号和第二输出信号。该软件可以实时运行。

上面说明的电路装置的所有方面、措施和特征都可以反映在上面说明的方法的方面、措施和特征中，反之亦然。

上面说明的类型的电路装置和方法有利地用在电子设备中，尤其是用在可编程逻辑控制器、逻辑继电器或类似设备中。

在相关的从属权利要求中公开了进一步的有利方面。

附图说明

下面参照以下附图来描述本发明。

在附图中：

图1A和图1B示出了电路装置的实施方式，

图2示出了正弦交流电压信号的示例处理，以及

图3示出了软件控制处理的示意流程图。

具体实施方式

图1A原则上示出了能够处理AC输入信号(正弦交流电压信号)或DC输入信号(直流电压信号)的电路装置。在该示例性实施方式中，AC输入信号来自供电网络的相L。DC输入信号来自DC源+Us。N或0V表示中性导体(对于AC)或参考电位(对于DC)。该电路装置例如在可编程逻辑控制器或逻辑继电器等中使用。通过过零检测器10从设备的相L产生第二输出信号或过零信号S2。该过零检测器10在图1A中以比较电路的形式构造，该比较电路将电源电压与地电位GND(零基准)或近似地电位进行比较。以这种方式，可以检测施加到相L的电压信号的类型。如果存在AC输入信号，则过零检测器10将检测到过零，并从而识别出所存在的AC输入信号。在这种情况下，过零检测器10生成第二输出信号或过零信号S2。然后第二输出信号或过零信号S2又触发定时元件Tv12，该定时元件Tv 12生成时钟信号S3。相反，如果存在DC输入信号，则过零检测器10不会检测到任何过零。在这种情况下，过零检测器10不生成第二输出信号或过零信号S2。在这种情况下，定时元件Tv 12也不被触发，并且也不会生成时钟信号S3。

在将相L的电源电压(输入信号)馈送到过零检测器10之前，首先对其进行整流。这在图1A中以二极管3的形式示意性地示出。电阻器R3、5可以布置在二极管3与过零检测器10之间。二极管3例如进行半波整流，从而根据上述说明，可以通过过零检测器10从由此所获得的信号生成过零信号S2。过零检测器10被实现为比较电路。

在图1A中，输入信号-被示出为输入信号I_k-被整流(通过整流器4)、被降压(通过降压转换器6，此处为具有两个电阻R1、R2的简单分压器的形式)并与预定阈值A进行比较(通过比较电路8)并因此被“数字化”为第一输出信号S1。输入信号I_k是电压信号。整流器具有二极管4，其可以分立地实现。在图1A中未示出的参考电压源指定阈值A。阈值A可以例如保持不变。

在没有通过过零检测器10检测到输入信号I_k的过零的情况下，也不生成信号S2，并且因此也不生成时钟信号S3(参见上述说明)。在这种情况下，转换开关18保持在图1A所示的上方位置(DC操作)。在转换开关18的该位置，比较电路8的输出端(在该处生成信号S1)直接放置在电路装置的输出端S5上。因此，第一输出信号S1存在于输出端S5处。因此如果存在DC输入信号，则可以通过比较电路8对其进行监视。如果DC输入信号超出预定阈值A，则比较电路8生成信号S1，并通过转换开关18在输出端S5直接输出。

在通过过零检测器10检测到输入信号I_k的过零的另选情况下，还生成信号S2，并因此生成时钟信号S3(参见上述说明)。在这种情况下，由定时元件Tv 12(例如，经由时钟信号S3或另一控制信号，参见图1A中的虚线)触发的转换开关18切换至图1A中所示的下方位置(AC操作)。在转换开关18的该位置，比较电路8的输出端、即第一输出信号S1被馈送到触发器14的数据输入端D。时钟输入Clk由所生成的时钟信号S3控制。在根据图1A的示例性实施方式中，组件12、14和18在微控制器16中实现。第一输出信号S1被连接为微控制器16的正常输入。过零信号S2则连接在微控制器16的中断输入。

下面详细说明时钟信号S3的生成和功能(将图1A与图2进行比较)。这里假设存在AC输入信号I_k并且转换开关18被设置为AC操作。

从过零信号S2开始，定时元件Tv,12生成时钟信号S3作为触发器14的时钟。时钟信号S3具有定义的状态变化(下降的时钟沿，见图2)，该状态变化在延迟AC输入信号I_k的过零(由过零信号S2检测到)之后的周期T的T/8或3T/8之后出现。在该时间点存在正弦输入信号I_k的有效值。其可以通过以下计算以数学方式呈现。正弦AC输入信号I_k对应于

u(t)＝U_peaksin(ωt)

峰值为U_peak。按如下公式对此数学信号描述进行求解：

其中，并且U_rms对应于有效值，因此，对于存在有效值U_rms的期望时间点t_x获得以下关系式：

之后：针对第二可能的时间点t_X得到：

或

因此表明，在AC输入信号I_k的过零之后的周期T的时间点T/8或3T/8处，存在AC输入信号I_k的有效值。

时钟信号S3在其边沿控制的输入Clk处触发触发器14，其中，在时钟信号S3的相应状态变化(时钟下降沿)的各时间点(在T/8或3T/8)，第一输出信号S1的值在触发器14的数据输入端D处被接收，并因此在触发器14的输出端生成状态信号S4。另选地，通过时钟信号S3和触发器14的适当设计，也可以使用时钟上升沿而不是时钟下降沿。最后，状态信号S4在输出端S5处(见图1A)被提供，并且可以被进一步处理，例如，通过使用该电路装置的电子设备的逻辑电路(未示出)。

如果输入信号I_k等于零(开关17断开)，则比较电路8的第一输出信号S1始终为“0”，并且在各时间点将值“0”存储在触发器14中。如果存在超出比较电路8的比较阈值(阈值A)的有效输入信号I_k，则在第一输出信号S1处产生脉冲。在存在正弦AC输入信号I_k(见图2)的情况下，输出信号S1的脉冲以输入信号I_k的顶点为中心，其宽度取决于AC输入信号I_k的实际幅度，即幅度越高，第一输出信号S1的脉冲越宽。通过由定时元件Tv,12的时钟信号S3触发的在时间点T/8或3T/8处对触发器14中的第一输出信号S1的评估，可以相对于阈值A对AC输入信号I_k的有效值进行评估。下面借助边界情况更详细地解释这一点，如图2所示。

根据图2，使用6V的阈值A来检测AC输入信号I_k。在第一周期(在此示例中为50Hz时0..20ms)中，输入信号的有效值U_rms为6.5V，即幅度为0.707x6.5V≈9.2V，因此在时间点T/8或3T/8刚好高于阈值。由于输出信号S1的脉冲在时间点T/8或3T/8处已经存在(在该时间点，S1已经通过比较电路8被释放，因为已经超出阈值A)，所以必须将其读取为“1”。

在第二周期(20..40ms)中，AC输入信号的有效值U_rms为5.5V，即幅度为0.707x5.5V≈7.8V，因此在时间点T/8或3T/8刚好低于阈值A。由于在时间点T/8或3T/8处，输出信号S1的脉冲(尚)不存在或不再存在(在该时间点，S1尚未或不再通过比较电路8释放，因为尚未或不再超出阈值A)，所以必须将其读取为“0”。

可以看出，在T/8或3T/8处评估AC输入信号I_k时要考虑到AC输入信号的有效值，该有效值低于峰值U_peak(幅度值)。在第一周期中，AC输入信号I_k被读取为“1”，而在第二周期中，AC输入信号I_k被读取为“0”。尽管AC输入信号I_k在两个周期中其峰值U_peak(幅度值)都超出预定的阈值A，但是可以根据其针对阈值A考虑的有效值U_rms正确评估AC输入信号I_k。

所说明的电路装置的工作方式具有的优点在于，对于DC输入信号I_k(直流电压信号)和AC输入信号I_k(正弦交流电压信号)的另选评估，比较电路8上的被设计用于监视DC输入信号的阈值A可以用于监视标准化的AC输入信号，即使该阈值A低于AC输入信号I_k的最大峰值U_peak，如图2所示。通过有针对性地在T/8或3T/8处对AC输入信号I_k进行评估，可以进行对AC输入信号I_k的有效值U_rms进行评估，该有效值低于其峰值U_peak。因此，该电路装置既可以监视正弦交流电压信号(AC输入信号)，也可以监视直流电压信号(DC输入信号)。为此仅需要一个比较电路8，其中仅需定义一个阈值A。这使得能够利用简单且灵活地设置的比较电路8来对AC和DC输入信号I_k两者进行组合监视。而且，该电路装置也易于实现。

另选地，可以向比较电路8提供多个不同的要被监视的AC或DC输入信号I_k或从其获得的信号。每当相应的AC或DC输入信号I_k或从其获得的信号超出定义的阈值A时，比较电路8就会生成第一输出信号S1。该阈值A在此可以被设置为低于相应的正弦AC输入信号I_k的标准化低信号的峰值并且高于相应的DC输入信号I_k的标准化低信号的最大DC值。

例如，所说明的电路装置使得能够对24V AC、24V DC和12V DC(作为相应输入信号I_k)进行组合监视，其中阈值A被设置为例如大约6V，例如6.4V。因此，阈值A低于正弦24VAC输入信号的低信号的最大峰值(标准化为7.07V)(也低于正弦24V AC输入信号的高信号的最小峰值(标准化为19.8V)并且高于24V DC输入信号的低信号的最大DC值(标准化为5V)(也低于24V DC输入信号的高信号的最小DC值(标准化为15V))。还已经证明，6V阈值足以监视所监视的12V DC信号的下限阈值(低信号)。以此方式，可以监视不同的输入信号I_k(AC或DC)，并可以通过比较电路8借助单个阈值A就其低和高信号的标准化阈值灵活且简单地对这些不同的输入信号I_K进行评估。

图1B示出了电路装置的另选实施方式，其是图1A中示出的实施方式的改进。与图1A相比，施加的输入信号I_k首先被馈送到图1B中的降压转换器6。该降压转换器6的输出信号通过第一和第二二极管4a、4b进行整流。第一二极管4a将比较电路8的输入端连接到电源电压连接端子。在电源电压连接端子处存在电源电压Vdd。第一二极管4a被极化成，使得比较电路8的输入端的电压小于电源电压Vdd(加上第一二极管4a的阈值电压)。第二二极管4b将比较电路8的输入端连接到地电位连接端子，在该地电位连接端子处存在地电位GND。第二二极管4b被极化成，使得比较电路8的输入端的电压大于地电位GND(减去第二二极管4b的阈值电压)。

比较电路8可以被实现为双极比较电路。比较电路8根据该比较电路8的输入端的电压与阈值A的比较来生成第一输出信号S1。第一输出信号S1是脉冲形式的。第一输出信号S1的脉冲由微控制器16实时检测。

另选地，比较电路8可以被实现为逆变器。二极管4a、4b可以例如被集成在该逆变器中。二极管4a、4b可以被实现为保护二极管。逆变器具有“内置”阈值A。第一和第二二极管4a、4b可以可选地与逆变器一起集成在半导体本体上(例如，HC04型的CMOS逆变器)。

为了借助过零检测器10生成第二输出信号S2，在根据图1B的示例性实施方式中，输入信号I_k首先被馈送到电阻器R3、5，然后通过第一和第二二极管3a、3b进行整流。第一二极管3a将过零检测器10的输入端连接到电源电压连接端子。第一二极管3a被极化成，使得过零检测器10的输入端处的电压小于电源电压Vdd(加上第一二极管3a的阈值电压)。第二二极管3b将过零检测器10的输入端连接到地电位连接端子。第二二极管3b被极化成，使得第二二极管3b的输入端的电压大于地电位GND(减去第二二极管3b的阈值电压)。第二输出信号S2是脉冲形式的。

过零检测器10可以被实现为双极比较电路。

另选地，过零检测器10可以被实现为逆变器。二极管3a、3b可以例如被集成在逆变器中。二极管3a、3b可以被实现为保护二极管。过零检测器10具有“内置”阈值。由于不对提供给过零检测器10的电压进行降压处理，因此电压上升迅速。因此所提供的电压的过零与过零检测器10的切换之间的时间偏移非常小并且可以忽略。

过零检测器10的阈值可以是0V(即如图1B所示的地电位)或除0V以外的电压，例如较小的正电压(例如2V)。

在未示出的另选实施方式中，比较电路8和/或过零检测器10可以被实现为CMOS门(例如HC型CMOS门)或晶体管。在晶体管的情况下，阈值A可以例如是基极-发射极电压，高于此电压时电流流过晶体管(例如，Ube＝约0.65V)。然后相应地确定降压转换器6的电阻R1、R2的电阻值。然后，可以仅设置第二二极管4b或3b。可以省去第一二极管4a或3a。比较电路8可以被制造为二极管4a、4b作为保护二极管连接在上游的组件，或者被制造为集成有二极管4a、4b的组件(例如具有保护二极管的CMOS逆变器，如HC04)。

过零检测器10可以被制造为二极管3a、3b作为保护二极管连接在上游的组件，或者被制造为集成有二极管3a、3b的组件(例如具有保护二极管的CMOS逆变器，如HC04)。保护二极管可以是防静电的保护二极管，缩写为ESD保护二极管。

预处理(整流、降压)仅作为示例在图1A和图1B中示出，并且也可以利用另选电路来实现。如有必要，可以省去整流处理。预处理被设计成保护比较电路8和/或过零检测器10免受过电压(输入>正电源+公差)和欠电压(输入<负电源(可能是地电位GND)-公差)。可选地，该功能还可以承受整流二极管3b、4b(负)欠电压，如果需要，可以提供附加的过压保护。

图3原则上示出了如何在软件中(在微控制器16内)实现所说明的信号的处理和相应功能的提供。在下文中，假设要监视AC输入信号I_k。在微控制器16的中断例程中(通过第二输出信号S2(过零信号)的中断来触发)，计时器(信号S3)为了实现定时元件12从值T/8或3T/8开始，在结束时(期满后)产生另一中断。在该时间点，在触发器14的输入端D处读取(比较电路8的)第一输出信号S1，并且状态信号S4被相应地存储在存储器中。计时器也可以被称为定时器。该中断也可以被称为间断。

为了确定周期T，当微控制器16或设备被接通并被初始化时，随时间测量过零信号S2(对比上面的图3)。计时器用于测量两个连续脉冲之间的时间间隔。通常，由此可以区分50Hz和60Hz，但也可以支持其他频率。然后计算出计时器值T/8或3T/8。

所示实施方式仅是示例性的。在另选的未示出的实施方式中(其在图1A和图1B中通过点表示)，除了已说明的输入信号I_k之外，还可以将至少一个另外的输入信号I_k’提供给电路装置。该电路装置可以包括至少一个另外的比较电路和连接在下游的另外的触发器。过零检测器10和定时元件12的信号适合于监视所述另外的输入信号I_k’是否超出阈值A。通常，可以将n个输入信号I_k输入到电路装置中并进行检测。其中n可以等于1或2或者大于2。如前所述，输入信号I_k为AC输入信号和/或DC输入信号。作为已经说明的24V AC、24VDC或12V DC的输入信号的替代，当然也可以是具有其(标准或其他规定的)阈值(例如针对低或高信号)的其他信号值。

附图标记列表：

3、3a、3b 二极管

4、4a、4b 二极管

5 电阻

6 降压转换器

8 比较电路

10 过零检测器

12 定时元件

14 触发器

16 微控制器

17 开关

18 转换开关

A 阈值

D 触发器的数据输入端

Clk 触发器的时钟输入端

I_k 输入信号

GND 地电位

L 相

N 中性导体

S1 第一输出信号

S2 第二输出信号

S3 时钟信号

S4 状态信号

S5 输出信号

U_rms 有效值

U_peak 峰值

U 电压

+Us DC电源电压

0V DC参考电位

Vdd 电源电压

T 周期