阅读说明：本技术 用于三相旋转机械设备的控制装置 (Control device for three-phase rotating machinery ) 是由 铃木崇志 大竹弘泰 于 2019-09-04 设计创作，主要内容包括：提供一种用于包括两个三相绕组(801,802)的三相旋转机械设备(80)的控制装置。该控制装置包括：两个电力转换器(601,602),其用于将具有相同幅值和(30±60×n)度的相位差的交流电流输出至两个三相绕组；以及控制单元(65),其用于通过计算要在dq坐标上的基波分量上叠加的6(2k+1)阶分量的d轴电流和q轴电流来控制三相旋转机械设备的通电,以便减小相电流峰值。控制单元计算电流,使得当基波电流幅值为第一阈值(Xa)或更小时,高阶dq幅值比为0,并且当基波电流幅值大于第二阈值(Xb)时,高阶dq幅值比为1。(A control arrangement for a three-phase rotary mechanical device (80) comprising two three-phase windings (801, 802) is provided. The control device includes: two power converters (601, 602) for outputting alternating currents having the same amplitude and a phase difference of (30 ± 60 × n) degrees to two three-phase windings; and a control unit (65) for controlling energization of the three-phase rotary mechanical apparatus by calculating d-axis current and q-axis current of a 6(2k +1) -order component to be superimposed on the fundamental component on the dq coordinate, so as to reduce a peak value of the phase current. The control unit calculates the current such that the higher order dq amplitude ratio is 0 when the fundamental current amplitude is a first threshold value (Xa) or less, and is 1 when the fundamental current amplitude is greater than a second threshold value (Xb).)

用于三相旋转机械设备的控制装置

技术领域

本公开内容涉及用于三相旋转机械设备的控制装置。

背景技术

存在这样一种技术，其中用于包括两个绕组的三相旋转机械设备的控制装置计算要在dq坐标上的零阶分量上叠加的六阶分量的dq轴电流，从而生成要在相电流一阶分量上叠加的五阶谐波分量和七阶谐波分量，使得相电流峰值减小。

例如，专利文献1(与US2017/0373627A1对应的JP-2017-229150A)公开了以下技术。用于三相旋转机械设备的控制装置，该三相旋转机械设备生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩、计算电流使得六阶q轴电流的幅值大于六阶d轴电流的幅值。该技术可以减小由转矩脉动引起的振动和噪声，并且可以减小由相电流峰值引起的发热和损耗。

发明内容

可以通过增加提供给三相旋转机械设备的电流来增加输出转矩。然而，当提供大电流时，发热量变大，并且由于磁饱和，存在三相旋转机械设备的性能变差或产生故障的可能性。专利文献1未能解决发生磁饱和的区域中的转矩脉动减小的问题。

鉴于上述情况，本公开内容的目的是提供一种用于三相旋转机械设备的控制装置，该三相旋转机械设备生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩，并且即使在由于施加大电流而发生磁饱和的情况下也能够减小转矩脉动。

在本公开内容的一个方面中，提供了一种用于三相旋转机械设备的控制装置。该三相旋转机械设备包括两组三相绕组，并且配置成当向两组三相绕组提供具有不同相位的交流电流时生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩。该控制装置包括两个电力转换器和控制单元。

两个电力转换器与两组三相绕组对应地设置，并且将具有相同幅值和(30±60×n)度的相位差的交流电流输出至两组三相绕组，其中n为整数。控制单元通过计算要在dq坐标上的基波分量上叠加的6(2k+1)阶分量的d轴电流和q轴电流来控制三相旋转机械设备的通电，以减小提供给两组三相绕组的相电流的峰值，其中k是0或更大的整数。

现在，将6(2k+1)阶分量的d轴电流的幅值与6(2k+1)阶分量的q轴电流的幅值的比率定义为高阶dq幅值比。控制单元计算6(2k+1)阶分量的d轴电流和q轴电流，使得当基波电流幅值等于或小于第一阈值时，高阶dq幅值比为0，并且当基波电流幅值大于第二阈值时，高阶dq幅值比为1，该第二阈值等于或大于该第一阈值。

例如，可以设置基波电流幅值，使得磁饱和开始于第一阈值并且在第二阈值达到磁饱和。在基波电流幅值小于或等于第一阈值的区域中，当高阶dq幅值比为零时，转矩脉动最小。在基波电流幅值大于第二阈值的区域中，当高阶dq幅值比为1时，转矩脉动最小。

鉴于此，要在dq坐标上的零阶分量上叠加的6(2k+1)阶分量的dq轴电流的幅值比根据基波电流幅值而改变。因此，对于被配置成生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩的三相旋转机械设备，即使在供应小电流或大电流时也可以在不增加转矩脉动的情况下适当地减少发热。该控制装置在电动转向设备中可能特别有效，该电动转向设备通常需要同时实现减小大电流引起的发热以及减小转矩脉动引起的噪声和振动。

附图说明

根据参照附图所做出的以下详细描述，本公开内容的上述和其他目的、特征和优点将变得更明显，在附图中：

图1是示意性地示出应用了根据一个实施方式的用于三相旋转机械设备的控制装置的电动动力转向设备的图；

图2是双系统机电一体型电机的轴向剖视图；

图3是沿图2中的III-III线的剖视图；

图4是沿图2中的IV-IV线的剖视图，图4示出了嵌入式磁体结构；

图5是示出双系统多相同轴电机的配置的示意图；

图6是示出用于三相旋转机械设备的控制装置的整体配置的图；

图7是示出根据一个实施方式的控制单元的框图；

图8是示出图7的峰值减小电流指令值计算单元的框图；

图9是示出三相旋转机械设备的转速与d轴电流限制增益之间的关系的图；

图10是示出电流幅值参考值与电流幅值限制值的关系的图；

图11A是示出三相旋转机械设备的转速与电流幅值增益之间的关系的图；

图11B是示出三相旋转机械设备的转速与电流幅值增益之间的另一关系的图；

图12A是定义零阶电流dq轴电流相位θ_i与六阶dq轴电流相位θ_i6之间的关系的映射；

图12B是定义零阶电流dq轴电流相位θ_i与六阶dq轴电流相位θ_i6之间的关系的另一映射；

图13是示出三相旋转机械设备的转速与相位补偿量之间的关系的图。

图14是示出基波幅值相对于转矩、Kt₅和|Ld-Lq|的关系的图；

图15是示出每个电流区域的转矩脉动的数值示例的图；

图16是示出六阶dq幅值比与转矩脉动之间的关系的图；

图17是示出六阶dq幅值比相对于基波幅值的第一切换示例的图；以及

图18是示出六阶dq幅值比相对于基波幅值的第二切换示例的图。

具体实施方式

在下文中，将基于附图来描述用于三相旋转机械设备的控制装置的实施方式。在本实施方式中，将用作用于三相旋转机械设备的控制装置的电子控制单元(ECU)应用于车辆的电动转向设备以控制生成转向辅助转矩的电机(即，三相旋转机械设备)的通电。首先，将参照图1至图6描述整体配置。

<电动转向设备的配置>

图1示出了包括电动转向设备90的转向系统100的整体配置。尽管图1示出了机电一体型电机单元800，其中ECU 10被一体地形成在电机80的轴向方向的一侧，但是本实施方式同样适用于ECU 10和电机80通过线束连接的机电分离型。此外，尽管图1中所示的电动转向设备90是柱辅助型，但是本实施方式同样适用于齿条辅助型电动助力转向设备。

转向系统100包括方向盘91、转向轴92、小齿轮96、齿条轴97、车轮98、电动转向设备90等。转向轴92连接到方向盘91。设置在转向轴92的末端的小齿轮96与齿条轴97啮合。构成胎轮对的车轮98经由连杆等设置在齿条轴97的两端。当驾驶员旋转方向盘91时，连接到方向盘91的转向轴92被旋转。转向轴92的旋转运动通过小齿轮96转换为齿条轴97的线性运动，并且一对车轮98以与齿条轴97的位移量对应的角度转向。

电动转向设备90包括转向转矩传感器93、ECU 10、电机80、减速齿轮94等。转向转矩传感器93被设置在转向轴92的中途，并且检测驾驶员的转向转矩Ts。ECU 10控制电机80的驱动，使得电机80基于转向转矩Ts来生成期望的辅助转矩。从电机80输出的辅助转矩经由减速齿轮94传递到转向轴92。

将参照图2至图4描述ECU 10被一体地形成在电机80的轴向方向的一侧上的机电一体型电机单元800的配置。在图2所示的实施方式中，ECU 10与轴87的轴Ax同轴设置，使得ECU 10位于轴87的与电机80输出侧的相对侧。在另一个实施方式中，ECU 10可以与电机80一体地配置，使得ECU 10位于电机80输出侧。电机80是三相无刷电机，并且包括定子840、转子860以及用于容纳定子840和转子860的壳体830。

定子840包括固定到壳体830的定子芯844以及组装到定子芯844的两组三相绕组801、802。引线851、853、855从构成第一绕组801的相应相绕组延伸。引线852、854、856从构成第二绕组802的相应绕组延伸。每个相绕组缠绕在定子芯844的每个槽848上。在下文中，包括绕组的单元以及与绕组对应的每个组件被称为系统。本实施方式具有双系统配置。

转子860包括轴87和转子芯864。轴87由后轴承835和前轴承836支承。转子芯864装配有轴87。转子860被设置在定子840内侧并且相对于定子840是可旋转的。本实施方式的电机80是嵌入式磁铁型同步旋转机械设备(所谓的IPMSM(内部永磁同步电机))，其中多个磁铁865被嵌入在转子芯864的外周。在轴87的一端设置有用于检测转动角度的永磁体88。

壳体830包括底圆柱形壳体834和设置在壳体834的一端的前框架端838。底圆柱形壳体834包括后框架端837。前框架端838被设置在壳体834的一端。壳体834和前框架端838通过螺栓等彼此紧固。各绕组801、802的引线851、852等通过后框架端837的引线***孔839***并朝向ECU 10延伸并且连接到电路板230。

ECU 10包括盖21、固定到盖21的散热器22、固定到散热器22的电路板230以及安装在电路板230上的各种电子部件。盖21保护电子部件免受外部冲击并且防止灰尘、水等进入ECU 10。盖21包括用于外部连接的连接器部214和盖部213。连接器部214将连接到来自外部的馈电电缆和信号电缆。用于外部连接的连接器部214的馈电端子215、216经由路径(未示出)连接到电路板230。

例如，电路板230是印刷电路板。电路板230被设置在面向后框架端837的位置处并且固定到散热器22。在电路板230上，为每个系统独立地设置用于两个系统的电子部件。在本实施方式中，设置单个电路板230，但是在另一个实施方式中，可以设置两个或更多个电路板。在电路板230的两个主表面中，面向后框架端837的一个主表面被称为电机表面237。与电机表面237相对并且面向散热器22的另一个主表面被称为盖表面238。

在电机表面237上，安装有多个切换元件241、242、旋转角度传感器251、252、定制IC 261、262等。在本实施方式中，对于每个系统，多个切换元件241、242的数目为六个以构成电机驱动电路的三相上臂和下臂。将旋转角度传感器251、252设置成面向设置在轴87的尖端处的永磁体88。定制IC 261、262和微型计算机671、672包括ECU 10的控制电路。

在盖表面238上，安装有微型计算机671、672、电容器281、282、电感器271、272等。特别地，第一微型计算机671和第二微型计算机672以预定间隔布置在盖表面238上，盖表面238是同一电路板230的同一侧上的表面。电容器281、282使来自电源的电力输入平滑并且防止由切换元件241、242的切换操作引起的噪声泄漏到外部。电感器271、272与电容器281、282一起形成滤波器电路。

尽管在图2和图3的示例中为各个系统设置了两个旋转角度传感器251、252、两个微型计算机671、672等，但是这些中的每一个都可以被设置为用于两个系统的公共部件。在图6的情况下，可想到的配置是这样的：设置单个旋转角度传感器25和单个微型计算机67。

如图5和图6所示，由ECU 10控制的电机80是三相无刷电机，在该三相无刷电机中，同轴地设置两组三相绕组801、802。绕组801、802具有相同的电特性并且被设置在公共定子840上，使得绕组801、802彼此相差30度的电角度。

<控制装置的配置>

ECU 10的整体配置如图6所示。充当三相旋转机械设备的电机80是三相无刷电机，其包括彼此磁耦合的两组三相绕组801、802。第一绕组801由U相线圈811、V相线圈812和W相线圈813组成。第二绕组802由由U相线圈821、V相线圈822和W相线圈823组成。旋转角度传感器25检测电机80的电角度θ，并且将电角度θ输出至控制单元65。

此外，电机80是IPMSM，即嵌入式磁铁型同步旋转机械设备。通常，嵌入式磁铁型旋转机械设备生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩，换言之，生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩。也就是说，在每个实施方式中，前提是ECU 10控制电机80的驱动，该电机80生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩。

充当控制装置的ECU 10包括作为电力转换器的逆变器601、602、电流传感器701、702、控制单元65等。在下文中，包括绕组和对应的逆变器的组成元件的单元被称为系统。第一系统的第一逆变器601和第二系统的第二逆变器602对应于两个绕组801、802地设置，并且向两个绕组801、802输出具有相同幅值和(30±60×n)度的相位差的交流电流，其中n为整数。

在逆变器601、602中，六个切换元件611至616和六个元件621至626(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET))分别桥接在高电位线Lp与低电位线Lg之间。逆变器601、602根据来自控制单元65的驱动电路68的驱动信号执行切换操作，转换电池51的DC电力，并且将转换后的电力提供给两个绕组801、802。各个系统的电源继电器521、522和平滑电容器53被设置在逆变器601、602的输入部分处。此外，可以通过检测分压电压Vr1、Vr2来检测输入电压。

电流传感器701、702通过电流检测元件711、712、713、721、722、723来检测各个系统的相电流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2，并且向控制单元65提供反馈。表示物理量(例如，电流或电压)的符号的后缀编号1和2指示该物理量为第一系统的或第二系统的。

控制单元65由微型计算机67、驱动电路(或预驱动器)68等组成，并包括中央处理单元(CPU)、只读存储器(ROM)、输入/输出(I/O)(未示出)以及连接这些组件的总线等。控制单元65通过由CPU执行的软件处理或者由专用电子电路执行的硬件处理来执行控制，该CPU执行预先存储在诸如ROM的有形存储装置(即，可读非暂时性有形存储介质)中的程序。控制单元65基于由转向转矩传感器93检测的转向转矩Ts来计算转矩指令，并且基于转矩指令、相电流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2和Iw2的反馈信息以及电角度θ等来控制电机80的通电。

接下来，将参照图7描述控制单元65的配置。控制单元65包括电流指令值加法/减法单元41、峰值减小电流指令值计算单元30、加法/减法单元38、电流反馈计算单元40等。控制单元65对流过两组三相绕组801、802的dq轴实际电流的和与差相对于两个系统的dq轴电流指令值的和与差执行反馈控制。该方法与对每个系统的电流指令值执行反馈控制的配置相比可以简化计算。注意，单独来看，以下描述中的一些可能看起来与专利文献1的描述重叠。然而，当结合以下描述的其他部分考虑时，以下描述的这些部分可能与专利文献1中的描述不同。

电流指令值加法/减法单元41对各个d轴和q轴的电流指令值Id^*、Iq^*进行相加/相减，以生成作为电流指令值之和的Id sum^*和Iq sum^*、作为电流指令值之差的Id diff^*和Iqdiff^*。由于两个系统的电特性是等同的，因此Id sum^*和Iq sum^*与两倍Id^*和两倍Iq^*对应，并且Id diff^*和Iq diff^*与0对应。可以不设置电流指令值加法/减法单元41，并且可以设置Id sum^*＝2×Id^*；Iq sum^*＝2×Iq^*；Id diff^*＝0；Iq diff^*＝0。

峰值减小电流指令值计算单元30计算在dq坐标上要在相电流上叠加的谐波分量，以相对于一阶分量的峰值减小提供给两个绕组801、802的相电流的峰值。在本实施方式中，峰值减小电流指令值计算单元30生成其频率是相电流一阶分量的频率的五倍的五阶分量以及其频率是相电流一阶分量的频率的七倍的七阶分量作为要在相电流上叠加的谐波分量。

响应于此，峰值减小电流指令值计算单元30生成其频率是相电流一阶分量的频率的六倍的六阶分量的dq轴电流作为要在dq坐标上的零阶分量的基波上叠加的谐波分量。六阶分量是在作为广义阶的6(2k+1)阶(k为0或更大的整数)中k＝0的情况下的阶分量。后面将描述峰值减小电流指令值计算单元30的详细配置。

在下文中，本公开内容中的六阶dq轴电流是指出于减小相电流峰值的目的而要在基波上叠加的电流指令值。原则上，在第一系统和第二系统中，六阶d轴电流的幅值相对于基波幅值被表示为Id1₆ ^*、Id2₆ ^*，并且两个系统之间的电流差表示为Id diff₆ ^*。类似地，原则上，在第一系统和第二系统中，六阶q轴电流的幅值相对于基波幅值表示为Iq1₆ ^*、Iq2₆ ^*，并且两个系统之间的电流差表示为Iq diff₆ ^*。

注意，在下面的描述中，从六阶dq幅值比(即，六阶d轴电流的幅值与六阶q轴电流的幅值的比率)的参考标记中省略符号^*，并且因此使用的参考标记是(Id₆/Iq₆)。另外，对于与六阶dq幅值比相关的六阶d轴电流和六阶q轴电流，可以适当地省略符号^*。此外，在示出转矩与电流之间的关系等的数学式中，电流是指令值还是实际值都无关紧要，因此对于零阶dq轴电流Id₀、Iq₀和六阶dq轴电流Id₆、Iq₆都省略符号^*。

由峰值减小电流指令值计算单元30针对各个系统计算的六阶dq轴电流Id1₆ ^*、Id2₆ ^*、Iq1₆ ^*、Iq2₆ ^*由相应的d轴和q轴的加法/减法单元38进行加/减。电流相位偏移达30度的两个系统的六阶分量之和被偏移，使得Id sum₆ ^*和Iq sum₆ ^*变为0。

在本实施方式中，六阶q轴电流Iq1₆ ^*、Iq2₆ ^*的幅值被设置为等于或大于六阶d轴电流Id1₆ ^*、Id2₆ ^*的幅值。在一些情况下，六阶q轴电流Iq1₆ ^*、Iq2₆ ^*的幅值被设置为正值，并且六阶d轴电流Id1₆ ^*、Id2₆ ^*的幅值被设置为零。在另一种情况下，六阶q轴电流Iq1₆ ^*、Iq2₆ ^*的幅值和六阶d轴电流Id1₆ ^*、Id2₆ ^*的幅值可以设置为彼此相等的正值。

由加法/减法单元38计算的Id diff₆ ^*和Iq diff₆ ^*分别被加上由电流指令值加法/减法单元41计算的两个系统的d轴电流指令值之间的Id diff^*以及两个系统的q轴电流指令值之间的Iq diff^*，即是，被加上0。因此，由电流指令值加法/减法单元41计算的Id sum^*和Iq sum^*按原样被输出至电流反馈计算单元40。此外，Id diff₆ ^*和Iq diff₆ ^*被加上Iddiff^*和Iq diff^*，其被输出至电流反馈计算单元40。

电流反馈计算单元40包括和控制器421、差控制器422、双系统电压计算单元43和反馈电流加法/减法单元46。在本说明书中，基于指令值与实际值之间的偏差执行反馈计算的部分被定义为电流反馈计算单元。因此，在反馈计算之前和之后的坐标转换单元441、442、451、452被示出为在电流反馈计算单元的框架之外。

和控制器421接收由反馈电流加法/减法单元46计算的Id sum^*/Iq sum^*与Id sum/Iq sum之间的偏差的输入。和控制器421通过比例积分控制计算来计算作为两个系统的电压指令值之和的Vd sum和Vq sum，以将偏差收敛到零。

差控制器422接收Id diff^*(＝0)的输入、通过将Iq diff₆ ^*加上Iq diff^*(＝0)而获得的值以及由反馈电流加法/减法单元46计算的Id diff与Iq diff之间的偏差。差控制器422通过比例积分控制计算来计算作为两个系统的电压指令值之差的Vd diff和Vqdiff，以将偏差收敛到零。

在图7的坐标转换单元441、442、451、452中，参考标记“第一”被加到第一系统的控制块，并且参考标记“第二”被加到第二系统的控制块。然而，两个系统的各个控制块的功能基本相同，并且因此在适当的时候可以省略参考标记“第一”和“第二”，并且可以提供参考标记“第一”和“第二”的描述一次。在坐标转换计算中，在第一系统中使用参考标记θ作为电角度并且在第二系统中使用具有30度的相移的参考标记θ-30来执行计算。这里，θ的单位是度。

系统电压计算单元43将Vd sum、Vq sum、Vd diff和Vq diff转换为第一系统和第二系统的电压指令值Vd1、Vq1、Vd2、Vq2，并且将转换后的值输出至两相/三相转换单元441、442。两相/三相转换单元441、442将dq轴电压指令值Vd1、Vq1、Vd2、Vq2坐标转换为三相电压指令值Vu1、Vv1、Vw1、Vu2、Vv2、Vw2。此后，基于三相电压指令值Vu1、Vv1、Vw1、Vu2、Vv2、Vw2，通过脉冲宽度调制(PWM)控制等生成用于逆变器601、602的驱动信号。

三相/两相转换单元451、452执行将由电流传感器检测到的实际电流Iu1、Iv1、Iw1、Iu2、Iv2、Iw2坐标变换成dq轴电流Id1、Iq1、Id2、Iq2，并且反馈经坐标变换的值。反馈电流加法/减法单元46对从三相/两相转换单元451、452输入的电流检测值Id1、Iq1、Id2、Iq2进行相加/相减以计算Id sum、Iq sum、Id diff、Iq diff。

随后，将参照图8至图13描述每个实施方式共同的峰值减小电流指令值计算单元30的配置。如图8所示，峰值减小电流指令值计算单元30包括d轴电流指令值限制单元31、电流幅值计算单元32、电流幅值限制单元33、电流幅值增益设置单元34、电流相位计算单元35、相位补偿量计算单元36和最终电流指令值计算单元37。

峰值减小电流指令值计算单元30基于dq轴电流指令值Id^*、Iq^*来计算六阶dq轴电流Id1₆ ^*、Id2₆ ^*、Iq1₆ ^*、Iq2₆ ^*作为峰值减小电流指令值。通过减小相电流峰值，可以减少逆变器601、602和绕组801、802的发热，特别是在电机80具有零速度和低旋转时。

除了dq轴电流指令值Id^*、Iq^*之外，峰值减小电流指令值计算单元30还接收由旋转角度传感器25检测的电角度θ的输入和通过在时间上对电角度θ进行微分而获得的电角速度ω。电角速度ω通过乘以比例常数被转换为电机转速rpm(每分钟转数)。在以下描述和附图中，通过转换电角速度ω而获得的转速被省略以被适当地描述为转速ω。此外，转速ω的正和负反映电角度θ的正和负，即，电机80的旋转方向。峰值减小电流指令值计算单元30计算dq坐标上的六阶分量的dq轴电流以减小相电流峰值。

接下来，将描述每个块中的计算。可以通过参考映射来执行每个块的计算，或者可以通过算术计算来执行每个块的计算。

d轴电流指令值限制单元31根据电机80的旋转速度ω限制d轴电流指令值Id^*，并且输出限制值作为d轴电流指令限制值Id^*_lim。具体地，如图9所示，当转速ω的绝对值是ωd₁或更大时，d轴电流指令值Id^*乘以作为d轴电流限制增益Kd的1。当转速ω的绝对值小于ωd₀时，d轴电流指令值Id^*乘以作为d轴电流限制增益Kd的0。当转速ω的绝对值从ωd₀到ωd₁时，增益Kd从0逐渐增加到1。

也就是说，当转速ω的绝对值是ωd₁或更大时，d轴电流指令值Id^*保持原样，并且当转速ω的绝对值小于ωd₀时，d轴电流指令值Id^*被设置为0并且电流相位θ_i固定为0度。另外，当转速ω的绝对值在从ωd₀到ωd₁的范围内时，d轴电流指令值Id^*是从0到1的逐渐变化的值。因此，在转速ω的绝对值小于ωd₀的低转速区域中，可以省略零阶dq轴电流相位θ_i的计算。这里，电流相位θ_i与参考电流矢量的+q轴的角度对应，其中Id^*和Iq^*分别作为dq轴坐标上的d轴和q轴分量。电流相位θ_i被定义为从+q轴的逆时针方向为正。

电流幅值计算器单元32基于dq轴电流指令值Id^*、Iq^*来计算要在基波分量上叠加的六阶分量的d轴电流的幅值Id₆ ^*和六阶分量的q轴电流的幅值Iq₆ ^*。此外，电流幅值计算单元32计算六阶分量的电流幅值基准值

取决于以下情况，根据dq电流指令值Id^*、dq电流指令值Iq^*的基波幅值

与预定值X之间的关系，不同地计算六阶分量的d轴电流的幅值Id₆ ^*和六阶分量的q轴电流的幅值Iq₆ ^*。预定值X的技术意义将在后面描述。

这里，将六阶d轴电流的幅值Id₆与六阶q轴电流的幅值Iq₆的比率定义为六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)。如上所述，省略了Id₆ ^*、Iq₆ ^*的符号^*，并且Id₆、Iq₆用作对与六阶dq幅值比相关的六阶d轴电流和六阶q轴电流的参考。6(2k+1)阶分量的d轴电流的幅值与6(2k+1)阶分量的q轴电流的幅值的广义比率被称为高阶dq幅值比。在k＝0的情况下，六阶dq幅值比与高阶dq幅值比对应。

当

时，使用等式(1.1)和(1.2)计算六阶d轴电流的幅值Id₆和六阶q轴电流的幅值Iq₆。此时，六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)为零。

Id₆＝0......(1.1)

当

时，使用等式(1.3)和等式(1.4)计算六阶d轴电流的幅值Id₆和六阶q轴电流的幅值Iq₆。此时，六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)为1。

电流幅值限制单元33限制电流幅值基准值Ip₀的值，并且输出限制值作为电流幅值限制值Ip_LIM。具体地，如图10所示，当电流幅值基准值Ip₀的绝对值不小于Ip_neg且不大于Ip_grd时，电流幅值基准值Ip₀保持原样。另一方面，当电流幅值基准值Ip₀的绝对值小于Ip_neg时，电流幅值限制值Ip_LIM被设置为零。另外，当电流幅值基准值Ip₀的绝对值超过Ip_grd时，电流幅值限制值Ip_LIM被限制为保护值±Ip_grd。

当电流幅值参考值Ip₀的绝对值小于Ip_neg时，相电流一阶分量的峰值相对较低，并且发热可能无关紧要，并且可能几乎不需要减小峰值。因此，通过将电流幅值限制值Ip_LIM设置为零并且将从峰值减小电流指令值计算单元30输出的峰值减小电流指令值设置为零，可以省略峰值减小电流指令值的计算。

电流幅值增益设置单元34根据电机80的转速ω设置电流幅值增益Kp。通过将从电流幅值限制单元33输出的电流幅值限制值Ip_LIM乘以电流幅值增益Kp而获得的电流幅值Ip被输出至最终电流指令值计算单元37。

如图11A和图11B所示，当转速ω的绝对值大于ωp时，电流幅值增益Kp被设置为0。也就是说，在转速ω的绝对值大于ωp的高转速区域中，峰值减小电流指令值被设置为0，并且不执行用于减小相电流峰值的通电。因此，假设电流幅值增益设置单元34的转速阈值ωp与d轴电流指令值限制单元31的转速阈值ωd₀之间的关系是ωd₀≥ωp，则电流相位θ_i的计算在所有转速区域中都可以省略。

另一方面，如图11A所示，当转速ω的绝对值等于或小于ωp时，电流幅值增益Kp被设置成随着转速ω接近零而线性增大。此外，如图11B所示，电流幅值增益Kp被设置成校正电流控制中随着响应延迟而发生的幅值减小。例如，电流幅值增益Kp被设置成随着转速ω的绝对值从ωp减小而增大，并且在转速ω的绝对值接近零的附近再次减小。在这种配置中，当峰值对发热的影响很大时，例如，当电机80具有零速度和低旋转时，叠加谐波分量，尽管有效值对发热的影响很大，但是在高旋转时不叠加谐波分量。这基于需求实现了适当控制。

当电流幅值增益设置单元34的转速阈值ωp与d轴电流指令值限制单元31的转速阈值ωd₀之间的关系为ωd₀<ωp时，电流相位计算单元35基于dq轴电流指令值Id^*、Iq^*来计算转速ω的绝对值为ωd₀<|ω|<ωp的区域中的零阶dq轴电流相位θ_i和六阶dq轴电流相位θ_i6。然后，电流相位计算单元35将计算出的相位输出至最终电流指令值计算单元37。

根据Id^*、Iq^*的正/负，使用等式(2.1)至等式(2.5)计算零阶dq轴电流相位θ_i：(-180度<θ_i≤180度)。

其中Iq^*>0，

θ_i＝tan^-1(-Id^＊/lq^＊)......(2.1)

其中Id^*>0且Iq^*＝0，

θ_i＝-90度......(2.2)

其中Id^*<0，Iq^*＝0，

θ_i＝90度......(2.3)

其中Id^*>0，Iq^*<0，

θ_i＝-180-tan^-1(ld^＊/lq^＊)......(2.4)

其中Id^*≤0且Iq^*<0，

θ_i＝180-tan^-1(Id^＊/Iq^＊)......(2.5)

类似于零阶dq轴电流相位θ_i，从+q轴以逆时针方向测量的六阶dq轴电流相位θ_i6的值被定义为正值。取决于以下情况，根据dq电流指令值Id^*、Iq^*的基波幅值

与预定值X之间的关系不同地计算六阶dq轴电流相位θ_i6。

当

时，使用公式θ_i6＝6θ_i或图12A的映射来计算六阶dq轴电流相位θ_i6。在图12A的映射中，在|θ_i|小于或等于预定值的范围内时，(θ_i6/θ_i)＝6，并且在当|θ_i|变得大于预定值时，(θ_i6/θ_i)>6。

当

时，使用公式θ_i6＝5θ_i或图12B的映射计算六阶dq轴电流相位θ_i6。在图12B的映射中，无论|θ_i|的值如何，(θ_i6/θ_i)＝5都是恒定的。

相位补偿量计算单元36根据电机80的转速ω计算相位补偿量θc。转速ω越高，要通电的电流的频率越高。因此，需要补偿随着电流控制的响应延迟而发生的相位延迟。因此，如图13所示，相位补偿量计算单元36根据转速ω计算在下限值θc_min与上限值θc_max之间呈正相关的相位补偿量θc，以将计算的量输出至最终电流指令值计算单位37。

最终电流指令值计算单元37接收电流幅值Ip、相位补偿量θc的输入，并且在一些情况下，接收dq轴电流相位θ_i和零阶dq轴电流相位以及六阶dq轴电流相位θ_i6的输入。此外，最终电流指令值计算单元37从旋转角度传感器25获得电角度θ，并且计算六阶dq轴电流Id1₆ ^*、Id2₆ ^*、Iq1₆ ^*、Iq2₆ ^*。在没有设置加法/减法单元38的配置中，最终电流指令值计算单元37计算两个系统的六阶dq轴电流之间的差Id diff₆ ^*和Iq diff₆ ^*。

接下来，将描述六阶d轴电流Id₆与六阶q轴电流Iq₆的幅值与电机80的转矩Tm之间的关系。电机的转矩Tm(该电机生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩)由等式(3)表示。这里，Kt表示电磁转矩常数，Ld和Lq表示d轴电感和q轴电感。通常，在嵌入式磁铁型旋转机械设备中，由于Ld≠Lq，因此根据等式(3)的右侧的第二项生成磁阻转矩。

Tm＝Kt×lq+(Ld-Lq)×ld×lq......(3)

接下来，将用于要在dq坐标上的零阶分量的基波上叠加六阶dq轴电流的配置应用于提供给两个系统的绕组801、802的电流，这两个系统具有提供30度的电角度差的位置关系。当假设两个系统正常时，两个系统具有从两个逆变器系统601、602输出的相同幅值的交流电流，并且具有30度的相位差。

第一系统d轴磁通Φd1、第一系统q轴磁通Φq1、d轴转矩常数Ktd和q轴转矩常数Ktq由等式(4.1)至等式(4.4)表示。在下文中，下标₀和₆被附到参考标记的末尾以分别指示零阶部件和六阶部件。

<数学式1>

Φd1＝Ktd+(Ld×Id1)+(Md×Id2)…(4.1)

Φq1＝Ktq+(Lq×Iq1)+(Md×Iq2)…(4.2)

Ktd＝Kt₀+Ktd₆cos(6θ)…(4.3)

KtqKtq₆sin(6θ)…(4.4)

此外，各系统的dq轴电流Id1、Iq1、Id2、Iq2通过零阶分量和六阶分量分别由等式(5.1)至等式(5.4)表示。

<数学式2>

Id1＝Id1₀-Id1₆cos(6θ)…(5.1)

Iq1＝Iq1₀+Iq1₆sin(6θ)…(5.2)

Id2＝Id2₀+Id2₆cos(6θ)…(5.3)

Iq2＝Iq2₀-Iq2₆sin(6θ)…(5.4)

基于上述，第一系统的绕组转矩Tm1和第二系统的绕组转矩Tm2由等式(6.1)和等式(6.2)表示。

<数学式3＞

Tm2＝(Kt₀Ktd₆cos(6θ))×(Iq2₀-Iq2₆sin(6θ))

+Ktq₆sin(6θ)×(Id2₀+Id2₆cos(6θ))

+(Ld-Lq)×(Id2₀+Id2₆cos(6θ))×(Iq2₀-Iq2₆sin(6θ))

+Md×(Id1₀-Id1₆cos(6θ))×(Iq2₀-Iq2₆sin(6θ))

-Mq×(Iq1₀+Iq1₆sin(6θ))×(Id2₀+Id2₆cos(6θ))…(6.2)

<数学式4>

Tm1＝(Kt₀+Ktd₆cos(6θ))×(Iq1₀+Iq1₆sin(6θ))

-Ktq₆sin(6θ)×(Id1₀-Id1₆cos(6θ))

+(Ld-Lq)×(Id1₀-Id1₆cos(6θ))×(Iq1₀+Iq1₆sin(6θ))

+Md×(Id2₀+Id2₆cos(6θ))×(Iq1₀+Iq1₆sin(6θ))

-Mq×(Iq2₀-Iq2₆sin(6θ))×(Id1₀-Id1₆cos(6θ))…(6.1)

由于两个系统的电特性是等效的，因此使用等式(7.1)至等式(7.4)如下定义两个系统共有的零阶dq轴电流Id₀、Iq₀和六阶dq轴电流Id₆、Iq₆。

Id₀＝Id1₀＝Id20...(7.1)

Iq₀＝Iq1₀＝Iq2₀...(7.2)

Id₆＝Id1₆＝Id2₆...(7.3)

Iq₆＝Iq1₆＝Iq2₆...(7.4)

当使用等式(7.1)至等式(7.4)对等式(6.1)和等式(6.2)的两侧进行组合时，两个系统的总绕组转矩Tm由等式(8)表示。

<数学式5＞

Tm＝Tm1+Tm2

＝2Kt₀×Iq₀

+Ktd₆cos(6θ)×2Iq₆sin(6θ)+Ktq₆sin(6θ)×2Id₆cos(6θ)

+(Ld-Lq)×(2Id₀×Iq₀)

+(Md-Mq)×(2Id₀×Iq₀)

-(Id-Lq)×(2Id₆cos(6θ)×Iq₆sin(6θ))

-(Md-Mq)×(2Id₆cos(6θ)×Iq₆sin(6θ))…(8)

在等式(8)中，当删除包括零阶分量Id₀、Iq₀的项时，根据六阶分量Id₆、Iq₆产生的转矩的六阶分量Tm₆由等式(9)表示。

<数学式6>

Tm₆＝Ktd₆cos(6θ)×2Iq₆sin(6θ)+Ktq₆sin(6θ)×2Id₆cos(6θ)

-(Ld-Lq)×(Id₆×Iq₆)×(2cos(6θ)sin(6θ))

-(Md-Mq)×(Id₆×Iq₆)×(2cos(6θ)sin(6θ)…(9)

此外，通过等式(10.1)和等式(10.2)使用五阶转矩常数Kt₅和七阶转矩常数Kt₇表示dq轴六阶转矩常数Ktd₆、Ktq₆。因此，等式(9)的第一行被重写为等式(10.3)。

Ktd₆＝Kt₅-Kt₇...(10.1)

Ktq₆＝-Kt₅-Kt₇...(10.2)

<数学式7>

Ktd₆cos(6θ)×2Iq₆sin(6θ)+Ktq₆sin(6θ)×2Id₆cos(6θ)

＝(Kt₅-Kt₇)cos(6θ)×2Iq₆sin(6θ)+(Kt₅+Kt₇)sin(6θ)×2Id₆cos(6θ)

＝{Kt₅×(Iq₆-Id₆)-Kt₇×(Iq₆+Id₆)}×2sin(6θ)cos(6θ)…(10.3)

这里，存在2sin(6θ)cos(6θ)＝sin(12θ)的关系，并且sin(12θ)的最大值为1。峰-峰幅值为2。因此，当将六阶转矩分量Tm₆的峰-峰幅值定义为转矩脉动T_RIP时，转矩脉动T_RIP由等式(11)表示。

<数学式8>

T_RIP＝{Kt₅×2(Iq₆-Id₆)-Kt₇×2(Iq₆+Id₆)}

-(Ld-Lq)×2(Id6×Iq6)

-(Md-Mq)×2(Id₆×Iq₆)…(11)

此外，当使用Kt₅＞＞Kt₇、|Ld-Lq|＞＞|Md-Mq|的关系而忽略K_t7和等式(11)的项(Md-Mq)时，可以得到等式(12)。

<数学式9>

接下来，将参照图14描述磁饱和的影响。图14示出了参照转矩的电流(即，基波幅值)、五阶转矩常数K_t5和dq轴电感差绝对值|Ld-Lq|的关系。在非磁饱和区域I中，五阶转矩常数Kt₅和电感差绝对值|Ld-Lq|是恒定的，并且转矩与电流基本上成比例地增加。当磁饱和在电流增大超过区域I的区域II中开始时，五阶转矩常数Kt₅增大并且电感差绝对值|Ld-Lq|减小。转矩丢失与电流的比例关系并且低于理想线。在区域III中，电流进一步增大并且已经达到磁饱和。例如，区域I与区域II之间的边界以及区域II和区域III之间的边界与图17中所示的第一阈值Xa和第二阈值Xb对应。

接下来，参照图15，将使用具体数值示例来验证用于减小每个电流区域中的转矩脉动的六阶分量的dq轴电流的幅值Id₆、Iq₆。这里，零阶q轴电流幅值Iq₀被计算为100A(安培)。

基于零阶分量的转矩常数Kt₀，假设电流小且没有发生磁饱和的区域I中的五阶转矩常数Kt₅和电感差(Ld-Lq)为如下。

Kt₅＝Kt₀×0.01

(Ld-Lq)＝-Kt₀×0.1

如(*1)所示，由于六阶d轴电流幅值Id₆＝0且六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)＝0，因此等式(12)的第二项为0，因此根据等式(12)的第一项计算转矩脉动为T_RIP＝Kt₀×0.1。

此外，如(*2)所示，当六阶d轴电流幅值Id₆和六阶q轴电流幅值Iq₆相等并且六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)＝1时，等式(12)的第一项为0，因此，根据等式(12)的第二项计算转矩脉动为T_RIP＝Kt₀×5。较小的转矩脉动0.1加了下划线。在区域I中，当六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)＝0时，转矩脉动进一步减小。

假设电流大且已达到磁饱和的区域III中的五阶转矩常数Kt₅和电感差(Ld-Lq)为如下。

Kt₅＝Kt₀×0.08

(Ld-Lq)＝-Kt₀×0.01

当六阶d轴电流幅值Id₆＝0且六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)＝0时，以与上述相同的方式，根据等式(12)的第一项，转矩脉动为T_RIP＝Kt₀×0.8。当六阶d轴电流幅值Id₆和六阶q轴电流幅值Iq₆彼此相等且六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)＝1时，转矩脉动以与上述相同的方式根据等式(12)的第二项计算为T_RIP＝Kt₀×0.5。较小的转矩脉动0.5加了下划线。在区域III中，当六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)＝1时，转矩脉动进一步减小。

此外，假设介于区域I与区域III之间的区域II中的五阶转矩常数Kt₅和电感差(Ld-Lq)为如下。

Kt₅＝Kt₀×0.065

(Ld-Lq)＝-Kt₀×0.065

在这种情况下，在六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)为0的情况以及六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)为1的情况的两种情况下，转矩脉动在两种情况下都计算为T_RIP＝Kt₀×0.65。此外，在六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)被设置为0与1之间的值(例如，0.2、0.4、0.6和0.8)并且等式(12)的第一项和第二项相加的情况下，转矩脉动也计算为T_RIP＝Kt₀×0.65。

根据上述示例的转矩脉动的计算结果被示出在图16的曲线图中。假设转矩脉动T_RIP的容许阈值是Kt₀×0.7，则可能优选的是，将六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)在小电流区域I中设置为接近0的值并且在大电流区域III中设置为接近1的值。

因此，如图17和图18所示，电流幅值计算单元32根据基波电流幅值与第一阈值Xa/第二阈值Xb之间的大小关系切换六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)。在图17和图18两者中，Xa≤Xb，即第二阈值Xb被设置为第一阈值Xa或更大。例如，第一阈值Xa被设置在非磁饱和区域I的上限附近，并且第二阈值Xb被设置为在磁饱和区域II或III中。

当基波电流幅值等于或小于第一阈值Xa时，电流幅值计算器单元32将六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)设置为0并且设置六阶dq。当基波电流幅值大于第二阈值Xb时，电流幅值计算单元32计算六阶d轴电流的幅值Id₆和六阶q轴电流的幅值Iq₆，使得幅值比(Id₆/Iq₆)为1。

在图17所示的示例中，Xa<Xb，即，第二阈值Xb被设置为大于第一阈值Xa。在这种情况下，第一阈值Xa与第二阈值Xb之间的区域被定义为过渡区域。在过渡区域中，电流幅值计算单元32将六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)设置为在0与1之间且包括0和1的范围内的值。

专利文献1在其第二实施方式中公开了通过将六阶d轴电流Id₆和六阶q轴电流Iq₆设置为非零值，相电流五阶分量和相电流七阶分量的幅值的组合可以结合将六阶d轴电流Id₆设置为0的情况来宽泛地设置。基于该发现，如图16所示，当转矩脉动T_RIP下降到容许阈值以下时，可能存在这样的情况：优选地允许六阶d轴电流Id₆和六阶q轴电流Iq₆一起流动而不是优先考虑转矩脉动T_RIP的最小化。在这种情况下，过渡区域中的六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)被设置为大于0且小于1的值。

在图18所示的示例中，X＝Xa＝Xb，也就是说，第一阈值Xa和第二阈值Xb被设置为相同的值X。在该控制示例中，从二进制值0和二进制值1中选择六阶dq幅值比(Id₆/Iq₆)，这可以实现配置简化。阈值X与在电流幅值计算单元32和电流相位计算单元35的描述中使用的预定值X对应。

这里，电流幅值计算单元32可以根据预定参数可变地设置第一阈值Xa和第二阈值Xb。预定参数包括影响磁特性的电机温度等。例如，在制造开始时，根据参考温度下的磁特性设置第一阈值Xa和第二阈值Xb的默认值，但是通过根据使用环境的温度改变阈值Xa、阈值Xb来适当地调节控制条件。在图18所示的示例中，可变地设置单个阈值X。

<技术效果>

专利文献1未能解决在发生磁饱和的区域中减小转矩脉动。与此相反，本实施方式的控制单元65根据基波电流幅值来改变要在dq坐标上的零阶分量上叠加的六阶分量的dq轴电流的幅值比(Id₆/Iq₆)。因此，在用于生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩的电机80中，即使在供应小电流或大电流时，也可以适当地减小发热而不增加转矩脉动T_RIP。

特别地，在用于车辆的电动转向设备的情况下，由于对安装空间等的限制，需要由小型ECU 10提供大电流。因此，强烈需要减小相电流峰值以减小发热和损耗。顺便提及，由于转矩脉动引起的噪声和振动对驾驶员的转向感以及适销性有很大影响。因此，很需要减小转矩脉动。因此，本实施方式在需要同时实现减小大电流引起的发热以及减小转矩脉动引起的噪声和振动两者的电动转向设备中特别有效。

<其他实施方式>

(a)在上述实施方式中，嵌入式磁铁型旋转机械设备用作典型的三相旋转机械设备以用于生成作为电磁转矩和磁阻转矩之和的转矩。然而，由于即使是表面磁铁型旋转机械设备也可以生成微小的磁阻转矩，因此本公开内容的技术思想适用于表面磁铁型旋转机械设备的控制设备。

(b)在上述实施方式中，描述了在三相旋转机械设备中坐标转换成相电流五阶分量和相电流七阶分量的dq轴六阶分量的电流幅值的控制。除了dq轴六阶分量之外，该控制同样适用于通常表示为6(2k+1)阶(k为0或更大的整数)的每阶分量，例如，十八阶分量和三十阶分量。

(c)在上述实施方式中，六阶d轴电流Id₆的幅值在幅值比为1和幅值比为0时相同。然而，由于可以通过在幅值比为1时增加六阶d轴电流Id₆来减小峰值，因此六阶d轴电流Id₆在幅值比为1时可以比幅值比为0时更大。

(d)控制单元可以包括专利文献1中的第三实施方式的图15中描述的转矩脉动补偿量计算器，并且可以包括专利文献1中的第四实施方式的图16中描述的用于DT(空载时间)补偿的配置。此外，如在专利文献1的“其他实施方式(c)”中所述，可以对各个系统的当前指令值执行反馈控制，替代对dq轴电流指令值的和与差进行反馈控制的配置。

(e)三相旋转机械设备的控制装置的具体配置不限于以上实施方式的图2、图3等所示的配置。例如，逆变器的切换元件可以是除MOSFET之外的场效应晶体管，或者可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

(f)本公开内容的用于三相旋转机械设备的控制装置不限于电动助力转向设备的转向辅助电机的控制装置，并且也可以应用于其他三相电机或发电机。

尽管已经参照本公开内容的实施方式描述了本公开内容，但是应当理解的是，本公开内容不限于这些实施方式和结构。本公开内容旨在涵盖各种修改和等同布置。另外，虽然描述了各种组合和配置，但是包括更多、更少或仅单个元件的其他组合和配置也在本公开内容的主旨和范围内。