阅读说明：本技术 电机控制装置和电机控制方法 (Motor control device and motor control method ) 是由 福田健二 于 2018-06-29 设计创作，主要内容包括：提供能以高响应性进行矩形波控制下的电机的驱动电流的偏移或振幅不平衡的校正的电机控制装置和电机控制方法。该电机控制装置和电机控制方法在进行矩形波控制时,对d轴反馈电流(Id)、q轴反馈电流(Iq)进行平滑处理而生成推定d轴电流指令(Id<Sup>*</Sup>)、推定q轴电流指令(Iq<Sup>*</Sup>),并且将其减去d轴反馈电流(Id)、q轴反馈电流(Iq),生成作为变动成分的d轴校正电流(ΔId)、q轴校正电流(ΔIq)。然后,在根据该d轴校正电流(ΔId)、q轴校正电流(ΔIq)生成d轴校正电压(ΔVd)、q轴校正电压(ΔVq)后,将d轴电压指令(Vd)、q轴电压指令(Vq)分别加上d轴校正电压(ΔVd)、q轴校正电压(ΔVq),从而校正电机的驱动电流的偏移或振幅不平衡。因此,能通过d轴反馈电流(Id)、q轴反馈电流(Iq)的瞬时值来进行电机的驱动电流的偏移或振幅不平衡的校正。(Provided are a motor control device and a motor control method which can correct a deviation of a drive current or an amplitude imbalance of a motor under rectangular wave control with high responsiveness. The motor control device and the motor control method smooth d-axis feedback current (Id) and q-axis feedback current (Iq) to generate estimated d-axis current command (Id) when rectangular wave control is performed * ) And estimating a q-axis current command (Iq) * ) Then, the d-axis feedback current (Id) and the q-axis feedback current (Iq) are subtracted therefrom to generate a d-axis correction current (Δ Id) and a q-axis correction current (Δ Iq) as fluctuation components. Then, a d-axis correction voltage (Δ Vd) and a q-axis correction voltage (Δ Vq) are generated from the d-axis correction current (Δ Id) and the q-axis correction current (Δ Iq), and then the d-axis correction voltage (Δ Vd) and the q-axis correction voltage (q) are added to the d-axis voltage command (Vd) and the q-axis voltage command (Vq), respectively(Δ Vq) to correct an offset or amplitude imbalance of the drive current of the motor. Therefore, the offset or the amplitude imbalance of the drive current of the motor can be corrected by the instantaneous values of the d-axis feedback current (Id) and the q-axis feedback current (Iq).)

电机控制装置和电机控制方法

技术领域

本发明特别涉及对矩形波控制时的电机的驱动电流的偏移等进行校正的电机控制装置和电机控制方法。

背景技术

电动机被用作许多家电或机械设备的动力源。其中，在转子侧设置永磁体并在定子侧设置电枢绕组、控制该电枢绕组的磁场从而使转子旋转的PM(Permanent Magnet)电机(永磁电机)由于不存在励磁损失，因此是低损失且高效率的，随着近年来的节能化的趋势在大型机械设备中也被大量应用。并且，作为该PM电机的控制方法，一般是根据从外部(系统的上位的控制部等)指示的转矩指令值和PM电机的当前的转矩T，生成规定的驱动信号Su、Sv、Sw，通过该驱动信号Su、Sv、Sw使逆变器进行开关动作，通过由此输出的3相交流的驱动电流Iu、Iv、Iw来进行的。另外，多是根据PM电机的运转状况切换正弦波控制和矩形波控制来进行该驱动信号Su、Sv、Sw的生成。在该控制方法中，在中/低速旋转的动作区域内通过正弦波控制(PWM控制)对PM电机进行动作控制(驱动信号Su、Sv、Sw的生成)，在高速旋转/高转矩的动作区域内通过能进行高输出的矩形波控制进行动作控制。不过，无论在正弦波控制的情况下还是在矩形波控制的情况下，在PM电机的控制中都需要逆变器所输出的电机的驱动电流Iu、Iv、Iw的反馈电流的信息和PM电机的电角度的信息。

然而，由于用于取得电角度的角度传感器的精度或逆变器的开关元件的响应差别等，驱动电流Iu、Iv、Iw有时会产生偏移，该偏移成为发生电机的振动或转矩降低、损失等的重要因素。特别是，在矩形波控制中一般通过电压相位直接控制电机的转矩，因此不进行针对反馈电流中的偏移成分的校正处理，由偏移带来的影响显著出现的倾向高。

在此，在图4中示出三相的驱动电流Iu、Iv、Iw和对三相的驱动电流Iu、Iv、Iw进行了3相/dq转换而得到的d轴电流、q轴电流的模拟坐标图。此外，图4的(a)是振幅存在不平衡的情况下的驱动电流Iu、Iv、Iw的模拟坐标图，图4的(b)是对驱动电流Iu、Iv、Iw进行了3相/dq转换而得到的d轴电流、q轴电流的模拟坐标图。另外，图4的(c)是存在偏移的情况下的驱动电流Iu、Iv、Iw的模拟坐标图，图4的(d)是对驱动电流Iu、Iv、Iw进行了3相/dq转换而得到的d轴电流、q轴电流的模拟坐标图。

首先，如用图4的(b)、(d)的虚线所示，在驱动电流Iu、Iv、Iw不存在振幅不平衡或偏移的情况下，d轴电流、q轴电流表现出固定值。然而，在驱动电流Iu、Iv、Iw存在振幅不平衡或偏移的情况下，在d轴电流、q轴电流中产生图4的(b)、(d)的用实线所示的变动。因而可以想到，为了抑制偏移或振幅不平衡，将该变动成分进行校正或者将其除去、对其进行平滑是有效的。

并且，关于该问题，在下述[专利文献1]中公开了如下的发明：通过驱动电流Iu、Iv、Iw的1个周期内的平均值或低通滤波器算出各相的偏移量，由此校正驱动信号来修正偏移。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：特开2001-298992号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，[专利文献1]所记载的发明需要三相交流的驱动电流Iu、Iv、Iw各自的1个周期内的平均值，因此，存在偏移量的算出需要时间、响应性不良的问题。另外，在使用[专利文献1]所记载的低通滤波器算出偏移量的构成中，每当电机的动作状态变化时偏移校正就有可能产生延迟，这也存在响应性不良的问题。另外，由于按3相单独地算出偏移量，并分别单独地进行偏移校正，因此对某相的校正有可能对其它相带来不良影响。另外，在使用上述的平均值或低通滤波器算出校正量的方法中，存在无法检测出三相之间的振幅不平衡、无法进行其校正的问题。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供能以高响应性进行矩形波控制下的偏移或振幅不平衡的校正的电机控制装置和电机控制方法。

用于解决问题的方案

本发明

(1)通过提供电机控制装置100从而解决上述问题，电机控制装置100具有：

逆变器20，其将3相交流的驱动电流Iu、Iv、Iw输出到PM电机10；

驱动电流检测部12u、12v，其取得上述驱动电流Iu、Iv、(Iw)的值；

角度检测部14，其取得上述PM电机10的电角度θ；

3相/dq转换部22，其基于上述电角度θ将上述驱动电流检测部12u、12v取得的驱动电流Iu、Iv、(Iw)转换为d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq；

转矩控制部502，其在进行矩形波控制时，输出基于转矩指令值T^*的电压相位θv；

电压指令生成部516，其基于上述电压相位θv生成d轴电压指令Vd、q轴电压指令Vq；以及

控制信号生成部30，其基于d轴电压指令、q轴电压指令生成对上述逆变器20进行开关的驱动信号Su、Sv、Sw，上述电机控制装置100的特征在于，具有：

平滑部72，其将上述d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq分别进行平滑而生成推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*；

校正电流生成部74，其从上述推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*分别减去上述d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq而分别生成d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq；

校正电压生成部76，其根据上述d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq生成d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq；以及

电压指令校正部78，其将上述d轴电压指令Vd、q轴电压指令Vq分别加上上述d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq而输出到上述控制信号生成部30。

(2)通过提供电机控制方法从而解决上述问题，上述电机控制方法的特征在于，具有：

驱动电流取得步骤，取得从逆变器20输出到PM电机10的3相交流的驱动电流Iu、Iv、(Iw)的值；

电角度取得步骤，取得上述PM电机10的电角度θ；

反馈电流生成步骤，将上述驱动电流Iu、Iv、(Iw)转换为d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq；

电压相位生成步骤，在进行矩形波控制时，生成基于转矩指令值T^*的电压相位θv；

dq电压指令生成步骤，基于上述电压相位θv生成d轴电压指令Vd、q轴电压指令Vq；

电流指令生成步骤，将上述d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq分别进行平滑而生成推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*；

校正电流生成步骤，从上述推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*分别减去上述d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq而分别生成d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq；

校正电压生成步骤，根据上述d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq生成d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq；

校正步骤，将上述d轴电压指令Vd、q轴电压指令Vq分别加上上述d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq；

驱动信号生成步骤，基于在上述校正步骤中校正后的d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’生成驱动信号Su、Sv、Sw；以及

驱动步骤，通过上述驱动信号Su、Sv、Sw使上述逆变器20进行开关动作，输出驱动电流Iu、Iv、Iw。

发明效果

本发明的电机控制装置和电机控制方法在进行矩形波控制时对d轴反馈电流、q轴反馈电流平滑处理而生成推定d轴电流指令、推定q轴电流指令，使用该推定d轴电流指令、推定q轴电流指令进行d轴电流的变动成分、q轴电流的变动成分的校正。因此，能以优异的响应性进行矩形波控制时的电机的驱动电流的偏移或振幅不平衡的校正。另外，本发明的电机控制装置和电机控制方法在dq二相状态下进行校正，因此对某相的校正也不会对其它相带来不良影响。

附图说明

图1是本发明的电机控制装置的框图。

图2是说明本发明的电机控制装置的三角波与电压指令Vu的位置关系的图。

图3是表示本发明的电机控制装置和控制方法的效果的坐标图。

图4是说明3相电流的偏移及振幅不平衡和dq轴电流的变动成分的图。

具体实施方式

基于附图来说明本发明的电机控制装置100和电机控制方法的实施方式。在此，图1是本发明的电机控制装置100的框图。首先，本发明的电机控制装置100用于控制PM电机(永磁电机)10的动作，具有：逆变器20，其将3相交流的驱动电流Iu、Iv、Iw输出到该PM电机10；驱动电流检测部12u、12v，其取得该驱动电流Iu、Iv、(Iw)的值；角度检测部14，其取得PM电机10的电角度θ；3相/dq转换部22，其将驱动电流检测部12u、12v取得的驱动电流Iu、Iv、(Iw)转换为d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq；正弦波控制部40及矩形波控制部50，其输出与从外部(系统的上位的控制部等)指示的转矩指令值T^*相应的d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’；控制信号生成部30，其基于d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’生成逆变器20的驱动信号Su、Sv、Sw；以及切换部24，其根据PM电机10的运转状况将PM电机10的控制在矩形波控制部50与正弦波控制部40之间进行切换。

另外，如上所述，PM电机10是在转子侧设置永磁体，并且在定子侧设置3相的电枢绕组，使交流的驱动电流Iu、Iv、Iw分别流过该3相的电枢绕组，从而使各电枢绕组的磁极和磁通连续地变化，使转子旋转。此外，作为PM电机10，优选使用将永磁体埋入于转子的IPM电机(Interior Permanent Magnet Motor：内部永磁电机)。

另外，作为角度检测部14，能够使用能取得转子的角度的公知的角度传感器。另外，角度检测部14也可以是取得转子的机械角，根据该机械角并通过运算等算出电角度θ，但优选使用具有与转子内的永磁体的极对数为相同数量的转子极数的旋转变压器旋转角传感器，直接取得PM电机10的电角度θ。

另外，驱动电流检测部12u、12v能够使用能以非接触的方式取得从逆变器20输出的驱动电流Iu、Iv、Iw的公知的电流传感器。此外，在本例中，示出了取得驱动电流Iu、Iv、Iw中的2个驱动电流Iu、Iv并将其转换为d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq的例子。另外，优选上述的电角度θ和驱动电流Iu、Iv的取得是以后述的三角波的顶点和波谷这两个定时进行的，按三角波的每半个周期由后述的电机控制装置100的各部使用。

接下来，说明本发明的电机控制装置100的各部的构成、动作以及本发明的电机控制方法。首先，逆变器20根据从控制信号生成部30输出的驱动信号Su、Sv、Sw使内部的开关元件导通、截止，使相位各错开1/3周期(2/3π(rad))的交流的驱动电流Iu、Iv、Iw分别流过PM电机10的电枢绕组。由此，PM电机10的电枢绕组的磁极和磁通连续地变化而产生旋转磁场。然后，转子通过与该旋转磁场的引力和斥力进行旋转动作。

此时，驱动电流检测部12u、12v取得逆变器20所输出的驱动电流Iu、Iv的值，将其输出到3相/dq转换部22(驱动电流取得步骤)。另外，角度检测部14取得PM电机10的电角度θ(rad)，将其输出到3相/dq转换部22(电角度取得步骤)。由此，3相/dq转换部22基于PM电机10的电角度θ进行针对驱动电流Iu、Iv、(Iw)的3相2相转换和旋转坐标转换，将驱动电流Iu、Iv、(Iw)转换为d轴电流(磁通部分电流)Id和q轴电流(转矩部分电流)Iq(反馈电流生成步骤)。然后，将上述d轴电流(磁通部分电流)Id和q轴电流(转矩部分电流)Iq作为d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq输出到切换部24。

另外，角度检测部14取得的电角度θ还输出到角速度运算部16，该角速度运算部16根据所输入的电角度θ算出电角速度ω(rad/s)，将其输出到各部。

切换部24是根据PM电机10的运转状况切换d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’的生成方法的切换电路，当PM电机10在预先设定的高旋转速度、高转矩的动作区域内动作的情况下，将d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’的生成从正弦波控制部40切换为矩形波控制部50。由此，PM电机10在中/低速旋转动作时由转矩变动少的正弦波控制进行动作控制，在高速旋转/高转矩动作时由能进行高输出的矩形波控制进行动作控制。

接下来，说明正弦波控制部40的构成和动作。此外，以下说明的正弦波控制部40的构成是本发明所优选的一个例子，因此并不限于下述的构成，也可以使用其它任意的正弦波控制机构。

首先，从上位系统的控制部等输出转矩指令值T^*。该转矩指令值T^*是PM电机10的作为动作目标的转矩。并且，该转矩指令值T^*在切换部24所选择的是正弦波控制部40的情况下，输入到正弦波控制部40的转矩控制部402。另外，PM电机10的当前的转矩T从转矩计算部404输入到转矩控制部402。

在此，转矩计算部404具有作为PM电机10的电机参数的感应电压常数

d轴电感Ld、q轴电感Lq等。此外，感应电压常数

d轴电感Ld、q轴电感Lq可以是预先设定的固定值，也可以是从例如数据表等适当地取得根据PM电机10的温度或动作状况预先设定的合适的值。并且，转矩计算部404基于这些值和d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq或从电流指令生成部406输出的d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*，并基于例如下式算出PM电机10的当前的转矩T。此外，在该例中，示出了基于d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*算出转矩T的例子。

P：PM电机的永磁体的极对数

感应电压常数

Ld：d轴电感

Lq：q轴电感

并且，转矩控制部402根据转矩指令值T^*和当前的转矩T设定PM电机10以目标的转矩进行动作的电流指令值Ia^*，将其输出到电流指令生成部406。此外，电流指令值Ia^*也可以通过积分控制、比例控制等运算来算出。

电流指令生成部406具有与转矩计算部404同样的电机参数，并且来自角速度运算部16的电角速度ω和来自未图示的电源部的电源电压Vdc输入到其中。然后，电流指令生成部406通过使用了来自转矩控制部402的电流指令值Ia^*、电源电压Vd以及电机参数、电角速度ω的规定的运算或电压控制算出d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*，将其输出到正弦波控制部40的电压指令生成部416。此外，此时，调整d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*使得后述的电压指令的大小|Va|不超过K×Vdc的值(K：电压利用率设定值)，从而能在正弦波控制区域与矩形波控制区域之间设置过调制控制区域，能实现中高速动作区域内的输出的提高。另外，也可以根据需要对电流指令值Ia^*、d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*设置电流限制器。

在此，说明电压指令值生成部416所优选的一个例子。首先，输入到电压指令值生成部416的d轴电流指令值Id^*、q轴电流指令值Iq^*分支为两部分，其中一方输入到非干扰控制部414。并且，在非干扰控制部414中算出d轴电流指令值Id^*、q轴电流指令值Iq^*之间发生干扰的速度电动势成分，作为d轴电压指令Vd”、q轴电压指令Vq”输出到电流控制部410。另外，d轴电流指令Id^*、q轴电流指令Iq^*中的另一方在减法部412中被减去d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq而成为变动成分ΔId、ΔIq，之后输入到电流控制部410。然后，在电流控制部410中，适当地实施电流积分控制、电流比例控制等电流控制，并且在合适的位置处将来自非干扰控制部414的d轴电压指令Vd”、q轴电压指令Vq”加上而生成d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’。并且，通过该电流控制部410的电流控制，d轴电流指令的变动成分、q轴电流指令的变动成分(驱动电流Iu、Iv、Iw的偏移或振幅不平衡成分)被减少或平滑化。

此外，优选在电压指令生成部416中设置限制器部，该限制器部进行限制，使得基于d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’的电压指令Vu、Vv、Vw不会到达成为逆变器20的输出极限的最大电压(成为1个脉冲的矩形波电压的电压)的附近。优选该限制器部的限制电压按照后述的同步控制部420所设定的三角波的同步数来设定。

另外，正弦波控制部40具有：极坐标转换部418，其取得电流控制部410的d轴电压指令Vd”’、q轴电压指令Vq”’并进行极坐标转换，取得电压相位θv和电压指令的大小|Va|；以及同步控制部420，其根据由该极坐标转换部418得到的电压相位θv、电角速度ω以及电角度θ生成后述的三角波的载波设定信息Sc，并将载波设定信息Sc输出到三角波生成部34。此外，在后面描述载波设定信息Sc。

并且，从电流控制部410输出的d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’经由切换部24输入到控制信号生成部30。在此，说明控制信号生成部30所优选的一个例子。此外，以下说明的控制信号生成部30的构成是本发明所优选的一个例子，因此并不限于下述的构成，也可以使用其它任意的控制信号生成机构。

首先，从电流控制部410输出的d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’输入到控制信号生成部30的dq/3相转换部32。此外，控制信号生成部30也可以在dq/3相转换部32的前级具有线性校正部38，该线性校正部38用于校正矩形波控制时、过调制控制时的d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’和电压指令Vu、Vv、Vw的非线性度。此外，优选该线性校正部38所使用的校正值是与例如调制率或电压指令的大小|Va|、矩形波形成电压|Va’|等对应地设定的。

另外，来自角度检测部14的电角度θ和来自角速度运算部16的电角速度ω输入到dq/3相转换部32，dq/3相转换部32基于该电角度θ和电角速度ω算出逆变器20进行开关动作的新的定时的预测电角度θ’，基于该预测电角度θ’将d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’转换为3相的电压指令Vu、Vv、Vw，并将其输出到驱动信号生成部36。

驱动信号生成部36具有三角波生成部34，载波设定信息Sc输入到该三角波生成部34，该三角波生成部34生成基于该载波设定信息Sc的周期的三角波。

然后，驱动信号生成部36将该三角波与电压指令Vu、Vv、Vw分别进行三角波比较。此时，三角波的振幅会根据后述的载波设定信息Sc而增减。因而，通过与三角波的振幅成比例的换算系数来调整电压指令Vu、Vv、Vw，使用该调整后的电压指令Vu、Vv、Vw进行三角波比较。由此，生成Hi-Low的驱动信号Su、Sv、Sw。该驱动信号Su、Sv、Sw输出到逆变器20，逆变器20根据该驱动信号Su、Sv、Sw进行开关动作而输出3相交流的驱动电流Iu、Iv、Iw，使PM电机10动作。

另外，当PM电机10在高旋转速度、高转矩的动作区域内动作时，切换部24将PM电机10的控制从正弦波控制部40切换为矩形波控制部50。由此，转矩指令值T^*输入到矩形波控制部50的转矩控制部502。另外，d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq输入到矩形波控制部50的转矩计算部504。此外，转矩计算部504与正弦波控制部40的转矩计算部404同样地具有电机参数，根据这些电机参数和d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq算出PM电机10的当前的转矩T，将其输出到转矩控制部502。然后，转矩控制部502根据转矩指令值T^*和转矩T，通过积分控制、比例控制等生成使得PM电机10以目标的转矩进行动作那样的电压相位θv(电压相位生成步骤)。并且，将其输出到矩形波控制部50的电压指令生成部516和同步控制部520。

同步控制部520根据电压相位θv、电角速度ω以及电角度θ生成用于对在三角波比较中使用的三角波进行设定的载波设定信息Sc。并且，将其输出到三角波生成部34。在此，优选载波设定信息Sc所设定的三角波是，三角波的频率为电压指令Vu、Vv、Vw的频率的3的整数倍，优选是3的奇数整数倍、即9、15、21、27倍等(以后，将该倍数称为同步数)，并且图2中的点A所示的三角波的下降沿的中央位置与电压指令Vu的上升沿的零点位置相交。此外，三角波的同步数是根据电角速度ω来设定的。并且，同步控制部520在基于电压相位θv和电角度θ设定三角波的中央位置与电压指令Vu的零点位置相交的三角波的周期的同时，设定使得三角波的频率成为所设定的同步数那样的三角波的周期。另外，同步控制部520与电角速度ω的变化联动地使周期的设定信息变化，使三角波追随、维持上述的状态。而且，同步控制部520在电角速度ω超过预先设定的规定的值的情况下，将同步数降低1个级别来设定并输出载波设定信息Sc。另外，在电角速度ω低于预先设定的规定的值的情况下，将同步数提高1个级别来设定并输出载波设定信息Sc。此外，优选使同步数变化的电角速度ω的值是按每一同步数预先存储到数据表等，由同步控制部520根据所输入的电角速度ω从数据表取得对应的同步数并进行设定。此时，优选使对同步数进行提高或降低的电角速度ω具有滞后(hysteresis)宽度。这些同步控制部520的动作在同步控制部420中也基本上相同。此外，与这些三角波的周期的变化联动地，后述的校正电压生成部76的校正增益(Kd、Kq)、平滑部72的时间常数、各控制的增益等被调整而被重新设定。

另外，同步控制部520取得使得三角波与电压指令Vu、Vv、Vw在电压指令Vu、Vv、Vw的1个周期的期间内交叉2次、即使得通过三角波比较而生成的驱动信号Su、Sv、Sw成为1个脉冲的矩形波那样的矩形波形成电压|Va’|，将其输出到电压指令生成部516。此外，优选由同步控制部520进行的矩形波形成电压|Va’|的设定是预先将以2点交叉的矩形波形成电压|Va’|的值按三角波的每一同步数设定到数据表中，同步控制部520在决定三角波的同步数的同时，选择并设定与该同步数对应的矩形波形成电压|Va’|。并且，同步控制部520将该矩形波形成电压|Va’|输出到电压指令生成部516和线性校正部38。

电压指令生成部516根据从转矩控制部502输入的电压相位θv和从同步控制部520输入的矩形波形成电压|Va’|，生成d轴电压指令Vd、q轴电压指令Vq(dq电压指令生成步骤)。

在此，本发明的电机控制装置100的矩形波控制部50具有作为本发明的特征性构成的校正部70，该校正部70具备平滑部72、校正电流生成部74、校正电压生成部76以及电压指令校正部78。

并且，校正部70的平滑部72对经由切换部24输入的d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq进行例如移动平均处理或平滑处理而分别将其平滑化。此外，在此的平滑处理是指对输入信号(d轴反馈电流值Id、q轴反馈电流值Iq)按每一任意的周期进行下述(1)式的处理从而将其平滑化的处理。

C＝B(1-K)+K×A····(1)

其中，A是输入值(d轴反馈电流值Id、q轴反馈电流值Iq)，B是紧前的周期的平滑处理后的输出值，K是平滑常数，C是输出值(推定d轴电流指令值Id^*、推定q轴电流指令值Iq^*)。

通过该平滑化处理，生成由偏移等导致的变动成分被平滑化后的疑似性的推定d轴电流指令Id^*，推定q轴电流指令Iq^*(电流指令生成步骤)。然后，这些推定d轴电流指令值Id^*、推定q轴电流指令值Iq^*输出到校正电流生成部74。

另外，d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq分别输入到校正电流生成部74，校正电流生成部74从由平滑部72生成的推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*分别减去d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq。由此，生成作为变动成分的d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq(校正电流生成步骤)。并且，将这些d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq输出到校正电压生成部76。此外，该d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq是从偏移或振幅不平衡的成分(变动成分)被平滑化后的推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*分别减去包含偏移或振幅不平衡的成分(变动成分)的d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq而得到的，因此基本上成为变动成分的反相。

另外，校正电压生成部76根据从校正电流生成部74输入的d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq，通过例如基于规定的校正增益(Kd、Kq)的比例控制等生成d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq(校正电压生成步骤)，将其输出到电压指令值校正部78。

电压指令值校正部78对从电压指令值生成部516输出的d轴电压指令值Vd、q轴电压指令值Vq分别加上从校正电压生成部76输入的d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq而生成d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’(校正步骤)。在此，d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’如上所述是加上了偏移或振幅不平衡成分(变动成分)的反相的d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq的。即，在d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’中加入了在驱动电流Iu、Iv、Iw中产生的偏移或振幅不平衡量的相反的电压(d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq)。

在此，在图3中，示出在不具备校正部70的以往的矩形波控制部的使用中产生了偏移的驱动电流Iu、Iv、Iw的坐标图、以及以相同条件使用了具备校正部70的矩形波控制部50时的驱动电流Iu、Iv、Iw的坐标图。此外，图3的(a)是不具备校正部70的矩形波控制部的驱动电流Iu、Iv、Iw的坐标图，图3的(b)是具备校正部70的矩形波控制部50的驱动电流Iu、Iv、Iw的坐标图。

根据图3可知，不具备校正部70的矩形波控制部的驱动电流Iu、Iv、Iw产生波形的中心位置向上下发生了错位的偏移，而具备校正部70的矩形波控制部50的驱动电流Iu、Iv、Iw在波形的中心位置没有错位，偏移被消除了。这意味着通过由校正部70将d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq加上，驱动电流Iu、Iv、Iw的偏移被校正而消除了。

然后，这些d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’经由切换部24输入到控制信号生成部30。并且，与正弦波控制部40时同样地，经由线性校正部38并通过dq/3相转换部32转换为3相的电压指令Vu、Vv、Vw。

然后，在驱动信号生成部36中，进行三角波比较而生成驱动信号Su、Sv、Sw(驱动信号生成步骤)。此外，此时的三角波根据来自同步控制部520的载波设定信息Sc而成为频率是电压指令Vu、Vv、Vw的3的整数倍的三角波。

然后，通过该驱动信号Su、Sv、Sw使逆变器20进行开关动作。由此，三相交流的驱动电流Iu、Iv、Iw输出到PM电机10(驱动步骤)。并且，通过该驱动电流Iu、Iv、Iw，PM电机10以与转矩指令值T^*相应的转矩进行旋转动作。此时，成为该驱动电流Iu、Iv、Iw的基础的d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’如上所述已分别被加上与变动成分为反相的d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq而校正了偏移或振幅不平衡的成分(变动成分)，因此通过该驱动电流Iu、Iv、Iw进行动作的PM电机10的偏移或振幅不平衡被消除，即使在矩形波控制时也能以低振动并且高效率进行旋转动作。

如上所示，本发明的电机控制装置100和电机控制方法在矩形波控制时对d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq进行平滑处理，生成推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*，并且从该推定d轴电流指令Id^*、推定q轴电流指令Iq^*减去d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq，生成作为变动成分的d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq。然后，在根据该d轴校正电流ΔId、q轴校正电流ΔIq生成d轴校正电压ΔVd、q轴校正电压ΔVq后，将其分别加上从电压指令生成部516输出的d轴电压指令Vd、q轴电压指令Vq，从而校正变动成分。因此，能通过d轴反馈电流Id、q轴反馈电流Iq的瞬时值进行变动成分的校正。由此，能以极高的响应性进行矩形波控制时的PM电机10的驱动电流Iu、Iv、Iw的偏移和振幅不平衡的校正。另外，本发明的电机控制装置100和电机控制方法在dq二相状态、即d轴电压指令Vd’、q轴电压指令Vq’的状态下进行校正。即，并不是单独地进行对各相(U相、V相、W相)的校正，因此对某相的校正也不会对其它相带来不良影响。

此外，本例所示的电机控制装置100的各部的构成、机构、电机控制方法的顺序等是一个例子，所以并不限于上述的例子，本发明能在不脱离本发明的宗旨的范围内进行变更来实施。

附图标记说明

10：PM电机

12u、12v：驱动电流检测部

14：角度检测部

20：逆变器

22：3相/dq转换部

30：控制信号生成部

502：转矩控制部

516：电压指令生成部

72：平滑部

74：校正电流生成部

76：校正电压生成部

78：电压指令校正部

100：电机控制装置

Iu、Iv、Iw：驱动电流

Id、Iq：d轴反馈电流、q轴反馈电流

Id^*、Iq^*：推定d轴电流指令、推定q轴电流指令(矩形波控制时)

ΔId、ΔIq：d轴校正电流、q轴校正电流(矩形波控制时)

Vd、Vq：d轴电压指令、q轴电压指令(矩形波控制时)

ΔVd、ΔVq：d轴校正电压、q轴校正电压(矩形波控制时)

Su、Sv、Sw：驱动信号

T^*：转矩指令值

θ：电角度

θv：电压相位。