阅读说明：本技术 系统发现与信令 (System discovery and signaling ) 是由 M·J·西蒙 K·A·谢尔比 M·厄恩肖 S·M·坎那帕 于 2016-03-09 设计创作，主要内容包括：本公开的实施例涉及系统发现与信令。本文描述了可扩展通信系统。该系统包括用于接收根索引值并基于根值来生成恒幅零自相关序列的第一模块。该系统还包括用于接收种子值并用于基于种子值来生成伪噪声序列的第二模块。该系统还包括用于通过伪噪声序列来调制恒幅零自相关序列并用于生成复序列的第三模块。系统还包括用于将复序列转换为时域序列的第四模块,其中第四模块向时域序列应用循环移位,以获得经移位的时域序列。(Embodiments of the present disclosure relate to system discovery and signaling. A scalable communication system is described herein. The system includes a first module for receiving a root index value and generating a constant amplitude zero auto-correlation sequence based on the root value. The system also includes a second module for receiving a seed value and for generating a pseudo-noise sequence based on the seed value. The system also includes a third module for modulating the constant amplitude zero auto-correlation sequence with a pseudo-noise sequence and for generating a complex sequence. The system also includes a fourth module for converting the complex sequence to a time-domain sequence, wherein the fourth module applies a cyclic shift to the time-domain sequence to obtain a shifted time-domain sequence.)

系统发现与信令

本申请是国际申请号为PCT/US2016/021547、国际申请日为2016年3月9日、进入中国国家阶段日期为2017年9月8日、中国国家申请号为201680014736.1、发明名称为“系统发现与信令”的发明专利申请的分案申请。

相关申请的交叉引用

本申请要求于2015年3月9日提交的美国专利申请No.62/130,365的优先权，其全部内容通过引用并入本文。

技术领域

本公开涉及无线通信领域，更具体地，涉及用于能够在广播网络中实现鲁棒信号检测和服务发现的机制。

背景技术

广播频谱被划分为不同的频率，并在不同的广播机构之间被分配用于不同地理区域的各种用途。频谱的频率根据授予广播机构的许可而被分配。基于分配，广播机构可能被限制为在某个地理半径内的某个频率上广播特定类型的内容，例如电视信号。在分配的频谱之外的广播可能是广播机构的违规。

如果广播机构希望在该地理半径范围内发送另一种类型的内容，则广播机构可能需要获得额外的频谱许可证，并进而在该频率内分配额外的频率。类似地，如果广播机构希望在另一个地理半径内发送内容，则广播机构可能需要获得针对该地区的额外的频谱许可证。然而，获得额外的频谱许可证可能是困难的、耗时的、昂贵的和不切实际的。

此外，广播机构可能并不总是充分利用已被授予许可证的频谱的整个部分。这可能在广播频谱利用方面造成无效率的。

此外，广播频谱的预期使用可能正在改变。例如，当前的广播电视解决方案是单片式的并且被设计用于主要的单一服务。然而，除了在将来广播电视之外，广播机构还可以预期提供多种基于无线的类型的内容，包括移动广播和物联网服务。具体地，存在大量设备可能都希望从广播电视机之外的公共源接收完全相同数据的许多场景。一个这样的示例是移动通信服务，其中各种地理位置中的大量移动通信设备可能都需要接收传送相同内容的公共广播信号，例如诸如软件更新或紧急警报。在这种场景中，将数据广播或组播到这样的设备而不是将相同的数据单独地信号传送到每个设备是显著地更有效的。因此，可能需要混合的解决方案。

为了更有效地利用广播频谱，可以在单个RF信道内将不同类型的内容时分复用在一起。此外，不同的传输内容的集合可以需要利用不同的编码和传输参数，同时以时分复用方式(TDM)、频分复用(FDM)、层分复用(LDM)或其组合来发送。要发送的内容的数量可随时间和/或频率而变化。

此外，具有不同质量水平的内容(例如高清晰度视频、标准清晰度视频等)可能需要被发送到具有不同传播信道特性和不同接收环境的不同组的设备。在其他场景中，可能期望将特定于设备的数据发送到特定设备，并且用于编码和发送该数据的参数可以取决于设备的位置和/或传播信道条件。

同时，对高速无线数据的需求不断增加，并且期望在潜在地时变基础上地尽可能高效地使用可用无线资源(诸如无线频谱的某一部分)。

发明内容

本文描述了示例性可扩展通信系统。该系统包括用于接收根索引值并基于根值来生成恒幅零自相关序列的第一模块。该系统还包括用于接收种子值并用于基于种子值来生成伪噪声序列的第二模块。该系统还包括用于通过伪噪声序列来调制恒幅零自相关序列并用于生成复序列的第三模块。所述系统还包括用于将所述复序列转换为时域序列的第四模块，其中所述第四模块向所述时域序列应用循环移位，以获得经移位的时域序列。在一个示例中，根索引值包括非素数。

本文描述了示例可扩展通信方法。该方法包括接收根索引值并且基于根值来生成恒幅零自相关序列的步骤。该方法还包括接收种子值并且基于种子值来生成伪噪声序列的步骤。该方法还包括通过伪噪声序列来调制恒幅零自相关序列并且生成复序列的步骤。所述方法还包括将所述复序列转换为时域序列并且向所述时域序列应用循环移位，以获得经移位的时域序列的步骤。在一个示例中，根索引值包括非素数。

在一些实施例中，一种用于生成多个符号中的符号的方法，所述方法包括：从频域序列生成复数值时域采样的主序列；基于所述主序列生成复数值时域采样的第一辅助序列，其中所述第一辅助序列包括所述主序列的第一多个采样；基于所述主序列生成复数值时域采样的第二辅助序列，其中所述第二辅助序列包括所述主序列的第二多个采样，并且其中所述第一多个采样与所述第二多个采样重叠；形成作为所述第一辅助序列的所述符号，跟随有所述第二辅助序列，跟随有所述主序列；以及将所述符号传送到一个或多个接收机设备，其中所述符号促进在所述一个或多个接收机设备处的初始同步。

在一些实施例中，其中生成所述第一辅助序列包括：选择所述主序列的最后16个采样之前的504个采样作为所述第一多个采样；以及将所选择的所述采样乘以复数以生成所述第一辅助序列。

在一些实施例中，其中生成所述第二辅助序列包括：选择所述主序列的最后520个采样作为所述第二多个采样。

在一些实施例中，其中生成所述主序列包括：将循环移位应用于从所述频域序列导出的时域序列。

在一些实施例中，其中所述循环移位包括所述符号与先前符号之间的相对循环移位以及所述先前符号的绝对循环移位。

在一些实施例中，其中应用所述循环移位包括：在应用所述循环移位之前添加所述相对循环移位和所述绝对循环移位。

在一些实施例中，其中所述多个符号具有固定的采样率和固定的带宽。

在一些实施例中，其中所述固定采样率是6.144M采样/秒，并且所述固定带宽是4.5MHz。

在一些实施例中，一种用于生成多个符号中的符号的发射机，所述发射机包括：存储器，所述存储器存储指令；以及处理器，在执行所述指令时被配置为：从频域序列生成复数值时域采样的主序列；基于所述主序列生成复数值时域采样的第一辅助序列，其中所述第一辅助序列包括所述主序列的第一多个采样；基于所述主序列生成复数值时域采样的第二辅助序列，其中所述第二辅助序列包括所述主序列的第二多个采样，并且其中所述第一多个采样与所述第二多个采样重叠；形成作为第一辅助序列的所述符号，跟随有所述第二辅助序列，跟随有所述主序列；和将所述符号传送到一个或多个接收机设备，其中所述符号促进在所述一个或多个接收机设备处的初始同步。

在一些实施例中，其中为了生成所述第一辅助序列，所述处理器还被配置为：选择所述主序列的最后16个采样之前的504个采样作为所述第一多个采样；以及将所选择的所述采样乘以复数以生成所述第一辅助序列。

在一些实施例中，其中为了生成所述第二辅助序列，所述处理器还被配置为选择所述主序列的最后520个采样作为所述第二多个采样。

在一些实施例中，其中为了生成所述主序列，所述处理器还被配置为将循环移位应用于从所述频域序列导出的时域序列。

在一些实施例中，其中所述循环移位包括所述符号与先前符号之间的相对循环移位和所述先前符号的绝对循环移位。

在一些实施例中，其中所述处理器还被配置为在应用所述循环移位之前添加所述相对循环移位和所述绝对循环移位。

在一些实施例中，其中所述多个符号具有固定的采样率和固定的带宽。

在一些实施例中，其中所述固定采样率是6.144M采样/秒，并且所述固定带宽是4.5MHz。

在一些实施例中，一种通信系统，包括：发射机，用于生成多个符号中的符号，所述发射机包括：存储器，所述存储器存储指令；以及处理器，在执行所述指令时被配置为：从频域序列生成复数值时域采样的主序列；基于所述主序列生成复数值时域采样的第一辅助序列，其中所述第一辅助序列包括所述主序列的第一多个采样；基于所述主序列生成复数值时域采样的第二辅助序列，其中所述第二辅助序列包括所述主序列的第二多个采样，并且其中所述第一多个采样与所述第二多个采样重叠；形成作为第一辅助序列的所述符号，跟随有所述第二辅助序列，跟随有所述主序列；以及将所述符号传送到接收机设备，其中所述符号促进在所述接收机设备处的初始同步。

在一些实施例中，其中为了生成所述第一辅助序列，所述处理器还被配置为：选择所述主序列的最后16个采样之前504个采样作为所述第一多个采样；以及将所选择的所述采样乘以复数以生成所述第一辅助序列。

在一些实施例中，其中为了生成所述第二辅助序列，所述处理器还被配置为选择所述主序列的最后520个采样作为所述第二多个采样。

在一些实施例中，其中为了生成所述主序列，所述处理器还被配置为将循环移位应用于从所述频域序列导出的时域序列。

在一些实施例中，其中所述循环移位包括所述符号与先前符号之间的相对循环移位和所述先前符号的绝对循环移位。

在一些实施例中，其中所述处理器还被配置为在应用所述循环移位之前添加所述相对循环移位和所述绝对循环移位。

在一些实施例中，其中所述多个符号具有固定的采样率和固定的带宽。

在一些实施例中，其中所述固定采样率是6.144M采样/秒，并且所述固定带宽是4.5MHz。

在一些实施例中，该系统还包括：所述接收机被配置为包括经发送的所述符号的多个符号。

在一些实施例中，一种通信方法，包括：基于第一主序列生成复数值时域采样的第一辅助序列；基于所述第一主序列生成复数值时域采样的第二辅助序列；形成作为所述第二辅助序列的第一符号，跟随有所述第一主序列，跟随有所述第一辅助序列；基于第二主序列生成复数值时域采样的第三辅助序列，其中所述第三辅助序列包括所述第二主序列的第一多个采样；基于所述第二主序列生成复数值时域采样的第四辅助序列，其中所述第四辅助序列包括所述第二主序列的第二多个采样，并且其中所述第一多个采样与所述第二多个采样重叠；形成作为第三辅助序列的第二符号，跟随有所述第四辅助序列，跟随有所述第二主序列；基于所述第一符号和所述第二符号形成多个符号；以及将所述多个符号发送到接收机设备，所述接收机设备被配置为针对所述接收机设备处的初始同步来区分所述第一符号和所述第二符号。

在一些实施例中，其中生成所述第三辅助序列包括：选择所述第二主序列的最后16个采样之前的504个采样作为所述第一多个采样；以及将所选择的所述采样乘以复数以生成所述第一辅助序列。

在一些实施例中，其中生成所述第一辅助序列包括：选择所述第一主序列的最后504个采样；以及将所选择的所述采样乘以复数。

在一些实施例中，一种通信系统，包括：存储器，被配置为存储程序指令；以及处理器，在执行所述程序指令时，被配置为：基于种子值生成伪噪声(PN)序列；基于根索引值生成恒定幅度零自相关(CAZAC)序列；将所述PN序列和所述CAZAC序列的乘积映射到多个子载波，使得所述多个子载波中的每个子载波具有子载波值，其中：所述多个子载波的DC子载波的子载波值为零，以及所述多个子载波的所述子载波值具有关于所述DC子载波的反射对称性；以及将所述多个子载波中的每个子载波的所述子载波值转换为时域序列，其中一个或多个接收机设备可以使用所述时域序列执行初始同步。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且所述处理器在执行所述程序指令时还被配置为：将所述CAZAC序列和第二PN序列的乘积映射到跨所述多个符号中的每个符号的所述多个子载波，其中所述第二PN序列是跨所述多个符号的连续前进的PN序列。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且所述处理器在执行所述程序指令时还被配置为反转所述多个符号的最终符号的所述多个子载波中的每个子载波的所述子载波值以指示所述多个符号的终止。

在一些实施例中，其中所述处理器在执行所述程序指令时还被配置为将循环移位应用于所述时域序列以获得移位的时域序列。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且所述处理器在执行所述程序指令时还被配置为基于前一个符号的绝对循环移位和所述一个符号的相对循环移位生成所述一个符号的所述循环移位，所述相对循环移位是相对于所述前一个符号的所述绝对循环移位的。

在一些实施例中，其中所述多个符号具有固定的采样率和固定的带宽。

在一些实施例中，其中所述固定采样率是6.144M采样/秒，并且所述固定带宽是4.5MHz。

在一些实施例中，其中为了将所述子载波值转换为所述时域序列，所述处理器在执行所述程序指令时被配置为使用2048点逆快速傅立叶变换(IFFT)将所述子载波值转换为所述时域序列。

在一些实施例中，一种方法，包括：基于种子值生成伪噪声(PN)序列；基于根索引值生成恒定幅度零自相关(CAZAC)序列；将所述PN序列和所述CAZAC序列的乘积映射到多个子载波，使得所述多个子载波中的每个子载波具有子载波值，其中：所述多个子载波的DC子载波的子载波值为零，以及所述多个子载波的所述子载波值具有关于所述DC子载波的反射对称性；以及将所述多个子载波中的每个子载波的所述子载波值转换为时域序列，其中一个或多个接收机设备可以使用所述时域序列执行初始同步。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且还包括：将所述CAZAC序列和第二PN序列的乘积映射到跨所述多个符号中的每个符号的所述多个子载波，其中所述第二PN序列是跨所述多个符号的连续前进的PN序列。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且所述方法还包括：反转所述多个符号的最终符号的所述多个子载波中的每个子载波的所述子载波值以指示所述多个符号的终止。

在一些实施例中，该方法还包括：将循环移位应用于所述时域序列以获得移位的时域序列，其中所述循环移位代表通信信息；以及将所述移位的时域序列发送到所述一个或多个接收机设备。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且所述方法还包括：基于前一个符号的绝对循环移位和所述一个符号的相对循环移位生成所述一个符号的所述循环移位，所述相对循环移位是相对于所述前一个符号的所述绝对循环移位的。

在一些实施例中，其中所述多个符号具有6.144M采样/秒的固定采样率和4.5MHz的固定带宽。

在一些实施例中，其中将所述子载波值转换为时域序列包括：使用2048逆快速傅里叶变换(IFFT)将所述子载波值转换为所述时域序列。

在一些实施例中，一种发送设备，包括：存储器，存储程序指令；以及处理器，在执行所述程序指令时，被配置为：基于种子值生成伪噪声(PN)序列；基于根索引值生成恒定幅度零自相关(CAZAC)序列；将所述PN序列和所述CAZAC序列的乘积映射到多个子载波，使得所述多个子载波中的每个子载波具有子载波值，其中：所述多个子载波的DC子载波的子载波值为零，以及所述多个子载波的所述子载波值具有关于所述DC的反射对称性；将所述子载波值转换为时域序列；以及向一个或多个接收机设备发送所述时域序列，其中所述一个或多个接收机设备可以使用所述时域序列执行初始同步。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且所述处理器在执行所述程序指令时还被配置为反转所述多个符号的最终符号的所述多个子载波中的每个子载波的所述子载波值以指示所述多个符号的终止。

在一些实施例中，其中所述时域序列是多个符号中的一个符号，并且所述处理器在执行所述程序指令时还被配置为：基于前一个符号的绝对循环移位和所述一个符号的相对循环移位，生成所述一个符号的循环移位，所述相对循环移位是相对于所述前一个符号的所述绝对循环移位的；以及将所述循环移位应用于所述时域序列以获得移位的时域序列

在一些实施例中，其中为了应用所述循环移位，所述处理器在执行所述程序指令时还被配置为：在应用所述循环移位之前添加所述相对循环移位和所述绝对循环移位。

在一些实施例中，其中所述移位的时域序列包括被配置为允许接收和解码波形的控制信令。

附图说明

在附图中，图示了结合下面提供的详细描述，描述要求保护的发明的示例性实施例的结构。类似的元件用相同的附图标记标识。应当理解，被示出为单个部件的元件可以用多个部件代替，并且作为多个部件示出的元件可以用单个部件代替。附图不是按比例的，并且某些元件的比例可能为了说明的目的而被夸大。

图1图示了示例广播网络。

图2图示了用于发起引导(bootstrap)符号的示例系统。

图3图示了ZC+PN的复数I/Q星座。

图4A-4B分别图示了示例框架控制组合。

图5图示了示例字段终止信令。

图6图示了图1图示的示例信号波形。

图7图示了用于发起引导符号的示例系统。

图8图示了示例PN序列生成器。

图9是到子载波的频域序列的映射的示例图。

图10A-10B图示了示例时域结构。

图11图示了用于发起引导符号的示例。

具体实施方式

本文描述的是鲁棒且可扩展的信令框架，并且具体地，引导信号被设计用于能够实现鲁棒检测和服务发现、系统同步和接收机配置。引导提供两个主要功能：同步和用于发现经由低电平信令发射的波形以开始对随后波形进行解码的信令。它是一种提供可以随着时间的演进的可扩展性的鲁棒波形。具体地，引导信号为当前广播系统工作，但也允许对包括移动广播和物联网服务的新业务的支持。

鲁棒的信令系统使得信号能够在高噪声、低“载噪比”(CNR)、和高多普勒环境中被发现。应当理解，这是可能的，只有引导信号可能是鲁棒的，而引导之后的实际波形可能不是如此鲁棒。具有鲁棒的引导信号允许接收机同步来实现和维持对在不太理想的环境中拾取的信号的锁定。当噪声条件恶化并且接收机不能再从噪声中识别有效载荷时，其仍然可以通过引导保持锁定到信道。当噪声条件改善时，接收机不需要经历整个重新获取过程，因为其已经知道在哪里找到信道。

利用可扩展的信令系统，可以信号传送许多不同的波形，一个用于在将来要发送的服务类型中的每一个。因此，可能需要使用的、今天不存在的新波形也可以通过引导来信号传送。

应当理解的是，以下缩略语和缩写可以在本文使用：

BSR基带采样率

BW 带宽

CAZAC 恒幅零自相关

DC 直流

EAS 紧急警报系统

FFT 快速傅里叶变换

IEEE 电气与电子工程师协会

IFFT 逆快速傅里叶变换

kHz 千赫兹

LDM 层分复用

LFSR 线性反馈移位寄存器

MHz 兆赫兹

ms 毫秒

PN 伪噪声

μs 微秒

ZC Zadoff-Chu

图1图示了示例广播网络通信系统100，示例广播网络通信系统100包括经由广播网络106提供各种类型的内容104A、104B和104C(以下称为内容104)的多个内容提供方102A、102B和102C(以下称为内容提供方102)。应当理解，尽管图示了三个内容提供方102，系统100可以包括任何合适数量的内容提供方102。此外，内容提供方102可以是任何合适类型的内容(诸如电视广播信号、软件更新、紧急警报等)的提供方。还应当理解，内容提供方102可以经由无线连接或有线连接向网关108提供内容104。

内容104在网关108被时分复用为单个RF信道110。广播接收机112A、112B和112C(以下简称广播接收机112)被配置为经由RF信道110来识别和接收广播信号114。应当理解，尽管图示了三种不同类型的广播接收机112(膝上型计算机112A、移动电话112B和电视机112C)，但是系统100可以包括任何合适数量和类型的广播接收机112。

引导(未示出)以低级别指示在特定时间段期间正在被发送的信号114的类型或形式，使得广播接收机112可以发现和标识信号114，其进而指示如何接收经由该信号114可用的服务。因此，引导依赖于作为每个发送帧的完整部分以允许同步/检测和系统配置。如将要描述的，引导设计包括用于向广播接收机112传送帧配置和内容控制信息的灵活信令方法。信号设计描述了通过其信号参数在物理介质上被调制的机制。信令协议描述被用于传送管理发送帧配置的参数选择的特定编码。这能够实现可靠的服务发现，同时提供用于适应来自公共帧结构的演进的信令需求的可扩展性。具体地，引导设计能够实现独立于信道带宽的通用信号发现。

引导还能够在存在诸如时间分散和多径衰落、多普勒频率移位和载波频率偏移的各种信道损伤的情况下实现可靠的检测。此外，基于信号发现期间的模式检测多个服务上下文是可以访问，能够在系统配置中实现广泛的灵活性。引导还有助于扩展性，以基于分层信令结构适应在服务能力方面的不断演进。因此，尚未构想的新信号类型可以由内容提供方102提供，并通过引导信号的使用在发送的信号114内被标识。此外，不管提供的可扩展性的水平，基于所检测的服务模式/类型来解释的可重用的位字段能够实现位有效的信令。在一个示例中，引导被配置为鲁棒的信号，并且即使在低信号电平也可检测。因此，在针对传输它们占用用于的物理资源方面，引导中的单独信令位可能相当昂贵。因此，引导可以旨在仅信号传送系统发现以及后续信号的初始解码所需的最小量的信息。

一般引导概述

本文描述的是引导，独立于后面将要描述的实现示例。如将进一步描述的，ATSC3.0是引导能力的一个示例实现，并且向一般的引导能力设置一定的约束。在引导构造中这些一般概念的理解将有助于本领域技术人员看到在RF频谱中的各种带宽和频带的未来通信系统中该技术的广泛应用。

图2图示了用于生成引导的示例系统200。由系统200生成的引导信号202由标记为(0-N)的(N)个OFDM符号组成。通过设计，频率占用或带宽小于后引导信号204或波形。后引导信号204表示由引导信号传送并由接收机消耗的服务。后引导信号204可以是能够实现将要讨论的未来的灵活性和可扩展性的任何波形。

本文描述的是引导信号。基带采样率(BSR)由下式表示：

等式(2)

BSR＝Fs＝(N+16)X(M)或时域:T_s＝1/F_s

其中F_s是频率采样，N是在所选择的带宽上缩放的操作变量，M是用于选择带宽的因子(MHz)。

OFDM子载波间隔(Hz)被定义为：

等式(3)

ΔF＝F_s/FFT_(Size)

其中FTT大小为2的一些幂(例如1024、2048、4096、8192....)。

在美国的6MHz广播电视带宽的一个示例(ATSC 3.0)设计过程中，选择等式M＝0.384，因为(基于WCDMA)与LTE的现有关系。可以选择其他关系。因此，在这个示例中：

等式(4)

F_s＝(0+16)X(.384MHz)＝6.144MHz；

F_s＝6.144MHz,FFT_(Size)＝2048；以及

ΔF＝6.144MHz/2048＝3000Hz

然后选择Zadoff Chu序列长度N_(ZC)(基于素数)，以在FFT_(Size)的一部分上映射以支持所选择的带宽。因此，

等式(5)

Bandwidth＝ΔF X(N_(ZC)+1)；

其中N_ZC被映射到FFT的中心(包括DC的1500个子载波)，并且在剩余的子载波上使用零填充。在ATSC 3.0示例中，选择N_(ZC)＝1499。因此，

Bandwidth＝3000(Hz)x(1499+1)＝4.5MHz

因此，在所描述的示例ATSC 3.0实现中，该设计消耗4.5MHz带宽并且具有ΔF＝3000Hz，这将为移动环境中的广播频带给出足够的多普勒性能(MPH)。

应当理解，上述一般等式中的参数的其他选择可以能够实现更宽的带宽或频带(多普勒)等。具体地，尽管在ATSC 3.0中值(N)被指定为0，但是对于N，(0-127)的整个范围是可用。在所图示的示例中，N被约束为N＝0以实现6MHz。然而，应当理解，通过替代N＝127，可以支持大于50MHz的带宽。这是引导的可扩展性的说明。

再次参考图2，系统还包括Zadoff-Chu模块或序列生成器206和伪噪声(PN)模块或序列生成器208。Zadoff-Chu(ZC)序列是复数值数学序列，其当被应用于无线电信号时，会导致一对有趣的属性，其中之一是恒定幅度信号。其可以被定义为：

等式(6)

图3示出了ZC+PN的复数I/Q星座300，其中每个I/Q值驻留在单位圆302上，并被描述为围绕该单位圆302的相位，其中振幅是恒定的。

应当理解，(ZC)的另一个理论属性是根序列的不同的循环移位版本可以被施加在信号上，并且可能导致理想的零自相关。还没有被移位的已经生成的Zadoff-Chu序列被认为是“根序列”。再次参考图2，主要用于同步和版本化的符号#0没有被移位。然而，应当理解，通过单独使用(ZC)的理论零自相关不能通过大范围的循环移位来实现。

作为这种基本设计要求的结果，具有理论理想自相关的大量循环移位的需要被预见，这对于单独(ZC)而言是不自然的。然后，通过仿真和实验，发现并开发了除了ZC之外通过引入伪噪声(PN)序列，所有循环移位都可以能够实现接近理论上的理想自相关。

图4B示出了仅单独的ZC和所得到的非理想自相关的仿真结果，而图4A是ZC+PN的仿真结果，并且示出了所得到的近似的理想自相关。具体地，PN序列相位旋转保持原始ZC序列的期望的恒定幅度零自相关波形(“CAZAC”)属性的单独复合子载波，如图3所示。所添加的相位旋转旨在在相同根序列的循环移位之间提供更大的信号分离，该相同根据序列使用ZC序列抑制寄生自相关响应，而不加入PN序列调制，如图4B所示。因此，如可以理解的那样，(ZC+PN)的发现大大提高了通过循环移位机制传送的信令鲁棒性和容量(每码元数)。

再次参考图2，第一符号#0是没有循环移位的根，而符号1-N经由循环移位的机制来携带信令。此外，可以看出，映射和零填充由映射模块210应用于符号#0。符号(1-N)具有添加到ZC上的PN，其导致如所示的反射对称性，并且其将在后文中通过示例来讨论。

然后，信号被发送到IFFT模块212并从频域转换到时域。然后信号在时域中被处理。离开IFFT的信号被称为“A”，其然后具有从“A”导出的被称为“B”和“C”的前缀和后缀部分。符号#0具有时间序列“CAB”，而所有其它符号具有时间序列“BCA”。应当理解，其目的是增加鲁棒性和区分用于同步和版本化的符号#0。

引导符号的长度由下式定义：

等式(7)

T_Symbol＝[C+A+B]x T_s

在一个示例(ATSC 3.0)中，符号长度为500μs。

为了能够实现扩展符号数量的能力，使用了引导序列中最后一个符号上的(ZC)的反转的机制，如图5所图示的。具体地，通过在最后符号周期内相对于前一个符号周期的180°相位反转来信号传送字段终止。因此，代替需要预先指定信号将是多长以便于接收机能够识别信号的结束，接收机反而能够在信号中寻找将指示信号的结束的反转的符号。这允许引导是灵活和可扩展的，因为不需要提前了解信号将要多长时间。因此，代替预先定义引导长度，并且浪费额外的空间或不保留足够的空间(在这种情况下，可能不可能完全发送预期的信息)，引导的长度是灵活的，因为其可以被发现。此外，反转的信号可以相对容易检测，因此不需要大量额外的资源来实现。

应当理解，接收机会优雅地忽略其不理解的主版本(根)。这样确保可扩展性，而将来不会破坏传统接收机。实际上，一种这样的信令方法由ATSC 3.0提供以在后面讨论并由本文的表2图示。

图6图示了图1所图示的示例信号波形114。信号波形114包括引导602，该引导602之后是后引导波形604或波形的其余部分。引导602将通用入口点提供到信号波形114中。其采用所有广播接收机112已知的固定配置(例如，采样速率、信号带宽、子载波间隔、时域结构)。

应当理解，在引导中定义的具有灵活或可变的采样提供了先前所不具有的灵活性。具体地，与根据带宽而针对具有固定或定义采样率的特定服务来设计一种解决方案不同，灵活的采样率使得能够缩放各种不同的带宽，以便于适应具有不同需求和约束的不同服务。因此，用于同步和发现的相同系统可以用于大范围的带宽，并且可以服务于大频带，因为频带的不同部分可以更好地适合于不同类型的服务。

引导602可以由多个符号组成。例如，引导202可以以位于每个波形开始处的同步符号606开始，以使能服务发现、粗略同步、频率偏移估计和初始信道估计。引导602的剩余部分608可以包含足够的控制信令以允许信号波形114的其余部分的接收和解码开始。

引导602被配置为展现灵活性、可伸缩性和可扩展性。例如，引导602可以实现版本化以用于提高的灵活性。具体地，引导602设计可以使能主版本号(对应于特定服务类型或模式)和次版本(在特定主版本内)。在一个示例中，可以经由对用于生成用于引导符号内容的基本编码序列的Zadoff-Chu根(主版本)和伪噪声序列种子(次版本)的适当选择，来以信号传送(如将描述的)版本化。引导602内的信令字段的解码可以关于所检测的服务版本来执行，使得能够实现分级信令，其中每个所分配的位字段是可重用的并且基于所指示的服务版本被配置。引导612内的信令字段的语法和语义可以例如在主版本和次版本引用的标准内被指定。

为了进一步展现可伸缩性和可扩展性，针对特定的主/次版本，可以定义每个引导602符号以信号发送的位的数量(达到最大)。每个符号的位的最大数量由下式定义：

等式(1)

其中取决于期望的循环移位公差，其进而取决于期望的信道部署场景和环境。如果可用，则可以以向后兼容的方式向现有符号添加附加的新信令位，而不需要改变服务版本。

因此，引导602信号持续时间在整个符号周期中是可扩展的，其中每个新符号携带高达N_bps个附加信令位。因此引导602信号容量可以动态地增加，直到达到字段终止为止。

图7图示了用于发起引导602符号的示例系统700。如上所述，用于每个引导602符号的值源自具有用序列生成器708通过伪噪声(PN)覆盖序列702调制的Zadoff-Chu(ZC)序列704的频域中。ZC根704和PN种子702分别确定服务的主版本和次版本。在逆快速傅里叶变换(“IFFT”)输入端706逐子载波地应用所得到的复序列。系统700还包括用于将序列生成器708的输出映射到IFFT输入706的子载波映射模块710。PN序列702将相位旋转引入单独的复合子载波，该复合子载波保持原始ZC序列704的期望的恒幅零自相关(CAZAC)属性。PN序列702进一步抑制自相关响应中的杂散辐射，从而在相同根序列的循环位移之间提供附加的信号分离。

应当进一步理解，特别是用伪噪声序列调制ZC序列给出了使其容易被发现的波形不同的特性。具体地，用PN序列的调制导致具有较少不确定性的接近理想的相关性。在测试了许多算法和序列的组合之后，通过仿真发现了这种组合。具体地，用PN序列调制ZC序列产生了产生易于与在关联期间创建的无杂散信号的相关的信号相关的意想不到的结果。这导致易于可发现的信号，意味着即使在高噪声设置中，接收机也可能与信号相关。

引导-实现(ATSC 3.0示例)

本文描述的是示例引导602的示例实现。应当理解，尽管本文描述的示例可以指代引导的特定实现，但是可以想到，引导602将具有超出以下图示的示例的更广泛的应用。

引导规范-尺寸

在一个示例中，引导602结构旨在保持固定，即使能过引导602信号发送的版本号和/或其他信息演进。在一个示例中，引导602使用6.144M采样/秒的固定采样率和4.5MHz的固定带宽，而不管用于波形604的其余部分的信道带宽。每个采样的时间长度也由采样率固定。因此，

等式(2A)

f_s＝6.144Ms/sec

T_s＝1/f_s

BW_Bootstrap＝4.5MHz

2048的FFT大小导致3kHz的子载波间隔。

等式(3)

N_FFT＝2048

f_Δ＝f_s/N_FFT＝3kHz

在该示例中，每个引导602符号具有～333.33μs的持续时间。当在时域中进行处理(稍后使用(CAB或BCA)讨论)时，T_symbol的精确长度为500μs。引导602的整个持续时间取决于被指定为N_s的引导602符号的数量。不应假定引导602符号的固定数量。

等式(4)

T_symbol＝500μs

应当理解，基于当前的行业共识可以选择4.5MHz的带宽，其在该示例中也覆盖作为通常使用的最低带宽的5MHz和小于6MHz的广播。因此，基带采样率可以使用以下等式计算：

等式(5)

(N+16)X 0.384MHz＝6.144MS/sec.(N＝0引导)

选择具有良好增益的2048FFT长度，导致给出良好的多普勒性能的3kHz的Δf。应当理解，针对频带的其他部分可以实现类似的系统。例如，在其中针对该特定带宽的公式和N值将被优化的相同公式的变化可以用于其他带宽，诸如20MHz。

应当理解，使BSR公式基于与LTE系统(和与WCDMA的关系)有关的0.384MHz因子，新系统可能能够排除用于其他实现的振荡器。另外，在当今标准中描述的所有当前带宽的所有3GPP LTE基带采样率也可以通过***值(N)从公式计算。因此，采用该公式允许包含LTE改变的一些种类的改变的设备的未来版本仍然工作。然而，应当理解，BSR公式可以类似地基于其他合适的因素。

还应当理解，虽然本文所描述的示例利用2048的所选的FFT大小，但是也可以类似地使用其他合适的FFT大小。接收机必须首先同步并标识输入信号，使得其可以开始解码其信息。然而，较长的信令序列(诸如2048的FFT大小)具有较高的增益，因此更容易发现，因为接收机可用于查找或相关的信息量较大。

在现有的蜂窝通信中，增益可能不是因素，因为通信以单播性质发生，并且主同步信号(PSS)频繁地被***用于由多个用户随机接入。此外，广播机构可能并不关心过去的增益，因为广播可能一般是旨在针对处于高位的静态接收机。然而，当向移动设备或接收不良的位置广播时，较高的增益可能变得更加重要。然而，移动设备针对增益可能不具有要依赖的最优天线形状，并且可能不理想地被定位用于最佳接收，因此可以依赖数学增益。

因此，较长的信号长度(诸如示例FFT＝2048)提供了较长的序列来相关并因此导致更鲁棒的接收。例如，使用更长的信号，引导可以在噪音基底以下的地下位置发现。此外，更长的信号长度还能够实现更多的专用序列。例如，每个发射机可以被分配专用序列，然后接收机可以独立地搜索序列。这个信息可以由例如全球定位系统(GPS)系统来使用，以使用TDOA技术来计算接收机的位置，本文不讨论。

应当理解，尽管可以选择其他合适的信号长度，但是本文已经标识2048的信号长度以便于优化性能。具体地，选择不同的信号长度可能导致包括可能影响性能的增益的量的不同参数之间的折衷。

引导规范-频域序列

在一个示例中，Zadoff-Chu(ZC)序列具有长度N_ZC＝1499，其中这是导致信道带宽不大于4.5MHz其中子载波间隔为fΔ＝3kHz的最大素数。ZC序列由根q参数化，对应于主版本号：

等式(5)

其中

q∈{1，2，...，N_zc-1}

和

k＝0,1,2,...，N_zc-1.

使用伪噪声序列来调制ZC序列已经允许对ZC根的约束的松弛。虽然利用ZC(例如LTE主同步序列)的先前信令方法被限制为选择主根以确保良好的自相关属性，但是在该系统中，即使当针对ZC选择非主根时，PN调制也允许良好的自相关。具有针对ZC的非主根允许更多的波形的创建，允许系统信号传送更多类型的服务，即创建更可扩展的系统。

图8图示了一个示例PN序列生成器708。PN序列生成器808从长度(阶数)l＝16的线性反馈移位寄存器(LFSR)802导出。LFSR802的操作由生成器多项式804管理，该生成器多项式804指定LFSR反馈路径中的抽头，该生成器多项式804之后是掩码(mask)806，该掩码806指定有助于序列输出808的元素。对生成器多项式804和寄存器的初始状态的指定表示与次版本号相对应的种子。也就是说，种子被定义为f(g,r_tnit)。

PN序列生成器寄存器802在新引导602中第一符号生成之前从种子利用初始状态重新初始化。PN序列生成器708在引导602内从一个符号到下一个符号继续序列，并且不会在相同引导602内针对连续符号重新初始化。

PN序列生成器708的输出被定义为p(k)，其将具有0或1的值。在PN序列生成器708已经利用适当的种子值被初始化之后和在移位寄存器802的任何时钟之前，p(0)将等于在PN序列生成器输出。每次移位寄存器802被定时到向右的位置时，新的输出p(k)随后将被生成。因此，在一个示例中，用于PN序列生成器708的生成器多项式804应被定义为：

等式(6)

g＝{g1,...,g0}＝{1,1,1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1,1}

其中

p(x)＝x¹⁶+x¹⁵+x¹⁴+x

图9是到子载波的频域序列的映射900的示例图示。映射到DC子载波的ZC序列值(即z_q((N_zc-1)/2))被归零，使得DC子载波为空。子载波索引用具有索引为0的中心DC子载波图示出。

ZC和PN序列的乘积具有关于DC子载波的反射对称性。ZC序列具有关于DC子载波的自然反射对称性。关于DC子载波的PN序列的反射对称性是通过将分配给低于DC子载波的子载波的PN序列值镜像反射到高于DC子载波的子载波来引入的。例如，如图所示，在子载波-1和+1处的PN序列值是完全相同的，与在子载波-2和+2处的PN序列值一样。因此，ZC序列和PN序列的乘积也具有关于DC子载波的反射对称性。

应当理解，本文描述的对称性能够实现更鲁棒的信号，从而更容易发现。具体地，对称性作为发现的附加的辅助(即附加增益)。这是接收机可以寻找的信号的附加特征，使其更容易找到。因此，允许引导即使低于噪声基底也被识别是元素之一。

如映射900图示的，引导的第n个符号(0≤n<N_s)的子载波值可以表示为：

等式(7)

其中

N_H＝(N_ZC-1)/2

并且

c(k)＝1-2x p(k)

其中c(k)具有值+1或-1。应当理解，对于每个符号，ZC序列是相同的，而PN序列随每个符号递进。

在一个示例中，引导中的最终符号由该特定符号的子载波值的相位反转(即，180°的旋转)指示。该引导终止信令通过以向后兼容的方式允许引导中的符号的数量被增加用于额外的信令容量而不需要使主版本号或次版本号被改变，来实现可扩展性。相位反转简单地涉及将每个子载波值乘以e^jπ＝-1：

等式(8)

该相位反转使接收机能够正确地确定引导的端点。例如，接收机可以确定次版本的引导的端点，该次版本晚于接收机被设计的次版本并且已被一个或多个引导符号扩展。因此，接收机不需要假定固定数量的引导符号。此外，接收机可以忽略接收机未被提供用于解码的引导符号的信令位内容，但仍然检测引导符号本身的存在。

一旦被映射，频域序列经由N_FFT＝2048点IFFT被转换到时域：

等式(9)

引导规范-符号信令

通过使用A_n(t)时域序列的时域中的循环移位经由引导符号来信号传送信息。该序列具有N_FFT＝2048的长度，并且因此2048个不同的循环移位(从0到2047，包括0和2047)是可能的。利用2048个可能的循环移位，可以信号传送多达log₂(2048)＝11log₂(2048)＝11个位。应当理解，并不是所有的这些位都将被实际使用。具体地，

表示用于第n个引导符号(1≤n<N_s)的信令位的数量，并且

表示这些位的值。

所接收的引导符号中的有效信令位的数量可以大于接收机预期的信令位的数量。为了促进未来的信令扩展同时保持向后兼容性，接收机不应假设在接收的引导符号中的有效信令位的数量不大于该接收机预期的信令位

的数量。例如，当在相同主版本中定义新的次版本时，可以增加一个或多个特定引导符号的

以便利用先前未使用的信令位同时仍然保持向后兼容性。因此，被提供用于解码特定主/次版本的信令位的接收机可以忽略可以在相同主版本中的稍后次版本中使用的任何新的附加的信令位。

应当理解，在本文描述的示例中，时域中的符号的引导之间的相关峰之间的距离是对信令信息进行编码的距离。具体地，符号#0是参考点(绝对位移)，并且其与后续的峰(相对于第一个峰)之间的距离携带信息。例如，该距离的含义可以从所定义的查找表确定。因此，接收机不尝试对位进行解码，而是尝试标识相关峰。一旦接收机找到峰，它等待下一个峰，并且这些峰之间的时间保持有信令信息。这创建了更加鲁棒的系统，因为峰值之间的时间差更容易在高噪声条件下发现，即使使用256个循环移位例如来表示8位的二进制信息可能相对昂贵。然而，在引导之后的有效载荷的实际信令可能仍然包括具有携带信息的实际位的调制方案。

在一个示例中，针对第n个引导符号(1<n<N_s)的循环移位相对于先前引导符号的循环移位被表示为

是使用格雷码法从第n个引导符号的信令位值计算的。

以二进制形式被表示为位的集合

的每一位计算如下：

等式(10)

其中跟随有模运算的信令位的加法有效地在所讨论的信令位上执行逻辑异或运算。

该等式确保相对循环移位

被计算，以便在针对接收的引导符号估计相对循环移位时，提供对接收机处的任何误差的最大容限。如果特定引导符号的有效信令位的数量

在相同主版本中的未来次版本中增加，则该方程还确保该未来次版本引导符号的相对循环移位将以仍然允许被提供用于先前的次版本的接收机正确地解码被提供用于解码的信令位值的方式来计算，因此将保持向后兼容性。

应当理解，通常，信令位

的预期的鲁棒性将大于

的鲁棒性，如果i<k。

在一个示例中，第一引导符号用于初始时间同步，并经由ZC根和PN种子参数来信号传送主版本号和次版本号。该符号不信号传送任何附加信息，并且因此始终具有0的循环移位。

通过对引导符号n-1的绝对循环移位和引导符号n的相对循环移位求和并对时域序列的长度求模来计算应用于第n个引导符号的差分编码的绝对循环移位M_n(0≤M_n<N_FFT)：

等式(11)

然后应用绝对循环移位以从IFFT操作的输出获得移位的时域序列：

等式(12)

引导规范-时域结构

每个引导符号由三部分组成：A、B和C，其中这些部分中的每一个由复数值时域采样的序列组成。部分A被导出为具有应用了适当的循环移位的频域结构的IFFT，而B和C由从A采取的采样组成，其中±f_Δ(等于子载波间隔)的频率移位和e^-jπ的可能的相位移位被引入到用于计算部分B的采样的频域序列。部分A、B和C分别包括N_A＝N_FFT＝2048、N_B＝504、和N_C＝520个采样。每个引导符号因此对于500μs的等效时间长度包含N_A+N_B+N_C＝3072个采样。

在一个示例中，时域结构包括两个变体：CAB和BCA。提供用于同步检测的引导的初始符号(即引导符号0)采用C-A-B变化。剩余的引导符号(即引导符号n，其中1≤n<N_s)符合B-C-A变化，直到并包括指示字段终止的引导符号。

应当理解，重复一部分引导允许改进的初始同步和发现，因为接收机知道以特定顺序预期该重复，并且在这里使得即使在在高噪声条件下，更容易发现和锁定信号。

图10A图示了示例CAB结构1010。在该示例中，部分C1012由部分A1014的最后N_B＝504个采样组成，其中+f_Δ的频率移位和e^-jπ的相位移位被应用于用于计算部分A1014的起始频域序列S_n(k)。可以将部分B1016的采样作为计算的循环移位时域序列的最后N_B个采样的否定，其中输入频域序列等于在频率中被移位一个频率较高的子载波位置的S_n(k)(即，S_n(k)＝S_n((k-1+N_FFT)mod N_FFT)，其中S_n(k)为用于生成部分B1016的频率和相位移位采样的输入频域序列)。备选地，通过将来自部分A1014的适当提取的采样乘以e^j2πfΔt(如以下等式所示)，可以在时域中引入用于生成部分B1016采样的频率和相位移位：

等式(13)

图10B图示了示例BCA结构1020。在该示例中，部分C1012再次由A1014的最后N_C＝520个采样组成，但是B1016由C1012的开始N_B＝504个采样组成，其中-f_Δ的频率移位被应用于用于计算部分A1014的起始频域序列S_n(k)。以与关于示例CAB结构1010所描述的类似的方式，部分B1016的采样可以被用作为所计算的循环的移位的时域序列的最后的N_B个采样，其中输入频域序列等于在频率中被移位一个较低的子载波位置的S_n(k)(即，S_n(k)＝S_n((k-1)mod N_FFT)，其中S_n(k)是用于生成部分B1016的频率移位的采样的输入频域序列)。用于生成部分B1016采样的频率移位可以替代地在时域中通过将来自部分A1014的适当采样乘以e-^j2πfΔt来引入，其中-520T的恒定时间偏移被包括以考虑适当的采样部分A1014的正确提取，如下面等式所示：

等式(14)

应当理解，部分B1016的采样可以从CAB结构1010和BCA结构1020中的每一个的部分A1014的稍微不同的部分获取。

引导信号结构

本文描述了示例引导信号结构。信令集合或结构包括配置参数值、控制信息字段的列表以及这些值和字段对特定信令位的分配。应当理解，引导信号结构可以采用与本文所描述的示例不同的其他合适的形式。

当主版本号等于0时，本文描述的示例引导信号结构可以应用。对应的ZC序列根(q)是137。引导中的符号的基数(包括初始同步符号)应为N_s＝4。应当理解，N_s＝4表示可以发送符号的最小数量。因此，为了能够实现附加的信令位的发送，N_s＝4表示在引导信号内将要发送的符号的最小数量(但不一定是最大值)。

在一个示例中，用于伪噪声序列生成器的生成器多项式被定义为：

等式(15)

g＝{g_l,...,g₀}＝{1,1,1,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,1,1}＝[16 15 14 10]

p(x)＝x¹⁶+x¹⁵+x¹⁴+x+1

并且伪噪声序列生成器的初始寄存器状态被定义为：

等式(16)

r_init＝{η_-1,...,r₀}＝{0,0,...,0,1}

在一个示例中，给定主版本中所选则的引导次版本的PN序列生成器的初始寄存器状态被设置为来自预定义的值的列表的值，以便信号传送正在使用的对应次版本。表1图示了用于相应次版本的PN序列生成器的示例初始寄存器状态。

表1-PN序列生成器的初始寄存器状态

引导信号结构可以包括主版本信号和次版本信号之后的附加的信令字段。例如，信号结构可以包括唤醒位。例如，这可以是紧急警报唤醒位。这是开(1)或关(0)的1位字段。

该信号结构还可以包括到相同主版本字段和次版本字段的下一帧的最小时间间隔。这被定义为从帧A的引导的开始到帧B的引导的开始的最早可能出现所测量的时间段。引导B被保证位于从信号传送的最小时间间隔值开始到以可能已经信号传送的下一更高的最小时间间隔值结束的时间窗内。如果信号传送最高可能的最小时间间隔值，则该时间窗未终止的。示例信号映射公式可以被定义为：

等式(17)

因此，X＝10的示例信号传送的值将指示引导B位于从引导A的开始处700毫秒开始并且从引导A的开始处800毫秒结束的时间窗中的某处。

随着信号传送的最小时间间隔值增加，数量经由具有增加的粒度的滑动标尺来被信号传送。X表示被信号传送的5位值，T表示到与当前帧相同的版本号匹配的下一帧的最小时间间隔(以毫秒为单位)。表2示出了示例值。

表2–到下一帧的最小时间间隔示例

信号结构还可以包括系统带宽字段。该字段信号传送用于当前帧的后引导部分的系统带宽。值包括00＝6MHz、01＝7MHz、10＝8MHz、11＝大于8MHz。应当理解，“大于8MHz”选项促进使用大于8MHz的系统带宽的未来操作。未被提供用于处理大于8MHz的系统带宽的接收机可以忽略该字段等于11的帧。

在一个示例中，表3图示了引导信令字段被映射到特定信令位和引导符号。每个信令字段的最高有效位至最低有效位按照从左到右的给定顺序映射到指定的信令位。应当理解，指代第n个引导符号的第i个信令位，并且引导符号0不携带任何特定的信令位。

表3–示例引导信令位映射

图11图示了示例可扩展通信方法。在步骤1102，第一模块接收根索引值，并基于根值来生成恒幅零自相关序列。在步骤1104，第二模块接收种子值并基于种子值来产生伪噪声序列。在步骤1106，第三模块通过伪噪声序列来调制恒幅零自相关序列并生成复序列。在步骤1108，第四模块将复序列转换为时域序列，并对将循环移位应用到域序列以获得经移位的时域序列。

本文描述的各种实施例中的任一种可以以各种形式的任何形式实现，例如作为计算机实现的方法、作为计算机可读存储介质、作为计算机系统等。系统可以通过诸如专用集成电路(ASIC)的一个或多个客户定制硬件设备、由诸如现场可编程门阵列(FPGA)的一个或多个可编程硬件元件、通过执行所存储的程序指令的一个或多个处理器、或通过前述的任何组合来实现。

在一些实施例中，非暂时性计算机可读存储介质可以被配置为使得其存储程序指令和/或数据，其中程序指令如果由计算机系统执行使得计算机系统执行方法，例如，本文描述的方法实施例中的任意一个、或本文所述的方法实施例的任意组合、或本文所述的方法实施例中的任意一个的任何子集、或者这些子集的任意组合。

在一些实施例中，计算机系统可以被配置为包括处理器(或处理器集合)和存储介质，其中存储介质存储程序指令，其中处理器被配置为从存储介质读取并执行程序指令，其中程序指令可执行以实现本文描述的各种方法实施例中的任意一个(或本文所描述的方法实施例的任何组合、或本文所述的方法实施例中的任意一个的任何子集、或这些子集的任何组合)。计算机系统可以以任何各种形式实现。例如，计算机系统可以是个人计算机(以其各种实现中的任何一个)、工作站、卡上的计算机、箱中的专用计算机、服务器计算机、客户端计算机、手持式设备、移动设备、可穿戴式计算机、感测设备、电视、视频采集设备、嵌入在生物体内的计算机等。计算机系统可以包括一个或多个显示设备。本文公开的各种计算结果中的任何一种可以经由显示设备显示、或者以其他方式经由用户界面设备作为输出显示。

对于本说明书或权利要求书中使用术语“包括”或“包括”的范围，其旨在以类似于术语“包含”的方式是包括性的，因为该术语在被采用时作为权利要求中的传统词语被解释。此外，对被采用的术语“或”(例如A或B)的范围，则意指“A或B或两者”。当申请人旨在指示“仅A或B但不是两者”时，则将采用术语“只有A或B但不是两者”。因此，本文术语“或”的使用是包括性的，而不是专有用途。参见Bryan A.Garner,A Dictionary of Modem LegalUsage 624(2d.Ed.1995)。此外，对于本说明书或权利要求中使用术语“in”或“into”的范围，其旨在用于附加地表示“在…上”或“到…上”。此外，对于在说明书或权利要求书中使用术语“连接”的范围，旨在不仅意味着“直接连接”，还意味着诸如通过另一个部件或多个部件连接的“间接连接”。

尽管本申请已经通过其实施例的描述进行了说明，并且虽然已经相当详细地描述了实施例，但是申请人的意图并不是将所附权利要求的范围限制或以任何方式限于这样的细节。本领域技术人员将容易看出额外的优点和修改。因此，本申请在其更广泛的方面不限于具体细节、代表性的装置和方法、以及所示出和所描述的示意性示例。因此，在不脱离申请人大体发明性概念的精神或范围的情况下，可以从这些细节中脱离。