阅读说明：本技术 一种自动双向限幅宽带d类音频功率放大器的前置放大器 ([db:专利名称-en]) 是由 严添明 于 2019-10-21 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种自动双向限幅宽带D类音频功率放大器的前置放大器,包括双路SPWM信号产生电路和自动双向限幅电路；自动双向限幅电路包括配合连接的电阻R1、电阻R33、电阻R37、电阻R41、电阻R43、电阻R44、电阻R45、电阻R46、电阻R52、电阻R59、电阻R62、电阻R63、电阻R64、电阻R65、电阻R66、电容C10、电容C20、电容C38、电容C39、电容C46、电容C49、光耦IC4、光耦IC8、双运放OPA2604。解决了D类音频功率放大器高音上不去、低音下不来、声音硬不柔、音频信号与高频等幅三角波调制时过调制而造成功率放大器的功率元件和驱动元件损坏的问题,提高电路可靠性。([db:摘要-en])

一种自动双向限幅宽带D类音频功率放大器的前置放大器

技术领域

本发明涉及音频信号处理技术领域，尤其涉及一种自动双向限幅宽带D类音频功率放大器的前置放大器。

背景技术

现有的高保真音响功率放大器多数是甲类放大器和乙类放大器，丁类高保真音响功率(数字音频功率，下称D类放大器)放大器市面上还较为少见，主要是频率响应和抗干扰性能不如甲类放大器和乙类放大器，市面上销售的D类放大器频率响应多数在20Hz～20kHz的中档机，高音上不去、低音下不来、声音硬不柔和，且D类音响功率放大器生产成本高无法推广是各个厂家通病，但甲类放大器和乙类放大器效率远低于D类。

如图1，D类放大器是一种将音频输入信号与三角波发生器产生的三角波经比较器A和比较器B比较后实现SPWM脉宽调制，输出脉宽调制信号U_A和U_B给后续大功率开关器件通/断音频功率放大器(图中未示出)，具有效率高的突出优点。音频信号与高频等幅三角波调制时容易使信号产生过冲现象，如图2为正常调制SPWM波形，如图2为过调制SPWM波形，过调制SPWM波形出现多个周期高电平或低电平，频率急剧降低，LC低通滤波器电感阻抗也随之急剧降低而短路，会造成后续功率放大器的功率元件和驱动元件损坏，直接影响音频功率放大器的使用寿命。

发明内容

因此，针对上述的问题，本发明提出一种自动双向限幅宽带D类音频功率放大器的前置放大器，要解决现有D类音频功率放大器高音上不去、低音下不来、声音硬不柔的问题和降低音频信号与高频等幅三角波调制时产生过调制而造成功率放大器的功率元件和驱动元件损坏的问题，提高电路的可靠性。

为实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：一种自动双向限幅宽带D类音频功率放大器的前置放大器，包括双路SPWM信号产生电路和自动双向限幅电路；

所述双路SPWM信号产生电路包括电阻R4、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R11、电阻R13、电阻R15、电阻R17、电阻R19、电阻R21、电阻R27、电容C13、电容C15、电容C18、电容C19、电容C25、电容C26、电容C30、UC3637双PWM控制器，所述UC3637双PWM控制器的+E/A端、-E/A端为音频信号输入端，所述UC3637双PWM控制器的-AIN端和+AIN端构成比较器A,所述UC3637双PWM控制器的-BIN端和+BIN端构成比较器B；

所述UC3637双PWM控制器的E/AOUT端为音频信号输出端，所述电阻R4的第一端连接有+12V直流电源，所述电阻R4的第二端分别连接电阻R7的第一端、电容C13的第一端和电容C15的第一端，所述电容C13的第二端和电容C15的第二端均连接地端GND，所述电阻R7的第二端分别电阻R9的第一端和UC3637双PWM控制器的-BIN端，所述电阻R9的第二端通过电阻R13连接UC3637双PWM控制器的+AIN端，所述UC3637双PWM控制器的+AIN端通过电阻R19连接+C/L端，所述UC3637双PWM控制器的+C/L端、-C/L端、SHUTDOWN端均连接地端GND，所述电阻R6的第一端连接电阻R4的第一端，所述电阻R6的第二端分别连接电阻R8的第一端、电容C18的第一端、电容C19的第一端和UC3637双PWM控制器的+VS端，所述电容C18的第二端和电容C19的第二端均连接地端GND，所述电阻R8的第二端分别连接电阻R15的第一端和UC3637双PWM控制器的+VTH端，所述UC3637双PWM控制器的+VTH端通过电容C30连接地端GND，所述电阻R15的第二端分别连接电阻R21的第一端、电容C25的第一端和UC3637双PWM控制器的-VTH端，所述R21的第二端和电容C25的第二端分别连接地端GND，所述UC3637双PWM控制器的-AIN端分别连接+BIN端、CT端和电容C26的第一端，所述电容C26的第二端连接地端GND，所述UC3637双PWM控制器的-VS端连接地端GND，所述UC3637双PWM控制器的ISET端通过电阻R27连接地端GND；所述UC3637双PWM控制器的AOUT端连接电阻R17的第一端，所述电阻R17的第二端为SPWM信号A输出端；所述所述UC3637双PWM控制器的BOUT端连接电阻R11的第一端，所述电阻R11的第二端为SPWM信号B输出端；

所述自动双向限幅电路包括电阻R1、电阻R33、电阻R37、电阻R41、电阻R43、电阻R44、电阻R45、电阻R46、电阻R52、电阻R59、电阻R62、电阻R63、电阻R64、电阻R65、电阻R66、电阻R1、电容C10、电容C20、电容C38、电容C39、电容C46、电容C46、电容C49、光耦IC4、光耦IC8、双运放OPA2604；

所述双路SPWM信号产生电路中电阻R9的第二端连接电容C20的第一端，所述电容C20的第二端分别连接电阻R1的第一端、电阻R59的第一端、电容C10的第一端、电容C42的第一端、电容C47第一端、光耦IC4的发射极、光耦IC8的集电极，所述电阻R1的第二端和电容C10的第二端连接地端GND，所述电阻R59的第二端连接UC3637双PWM控制器的E/AOUT端，所述光耦IC4的集电极通过电阻R37连接电阻R33的第二端，所述光耦IC4的阳极分别连接电阻R41的第一端和电容C46的第一端，所述电阻R41的第二端和电容C46的第二端均连接于双运放OPA2604的1OUT端，所述光耦IC4的阴极连接接地GND,所述光耦IC8的发射极通过电阻R66连接接地GND，所述光耦IC8的阳极分别连接电阻R52的第一端和电容C49的第一端，所述电阻R52的第二端和电容C49的第二端均连接于双运放OPA2604的2OUT端，所述电阻R33的第一端连接有+12V直流电源，所述电阻R33的第二端还分别连接电容C38的第一端、电容C39的第一端、电阻R43的第一端、电阻R44的第一端、电阻R45的第一端、电阻R46的第一端和双运放OPA2604的VCC端，所述电阻R43的第二端分别连接电容C47的第二端、电阻R62的第一端和双运放OPA2604的1IN-端，所述电阻R62的第二端连接接地GND，所述电阻R44的第二端分别连接电阻R63的第一端和双运放OPA2604的1IN+端，所述电阻R63的第二端和双运放OPA2604的GND端均连接接地GND，所述电阻R45的第二端分别连接电阻R64的第一端和双运放OPA2604的2IN-端，所述电阻R64的第二端连接接地GND，所述电阻R46的第二端分别连接电阻R65的第一端、电容C42的第一端和双运放OPA2604的2IN+端，所述电阻R65的第二端连接接地GND。

进一步的，还包括宽带音频前置放大电路，所述宽带音频前置放大电路包括电阻R16、电阻R17、电阻R20、电阻R25、电阻R26、电阻R28、电阻R31、电容C17、电容C29、电容C34、电容C35、电容C36、电容C37、电位器RP2，所述电容C34的第一端和电容C37的第一端连接音频信号输入，所述C34的第二端和电容C37的第二端相连接，所述C34的第二端分别连接电阻R31的第一端和电容C36的第一端，所述电阻R31的第二端分别连接电容C36的第二端、电阻R17的第二端、电阻R26的第一端和UC3637双PWM控制器的+E/A端，所述电阻R17的第一端分别连接电阻R4的第二端和电阻R16的第一端，所述电阻R16的第二端分别连接电阻R20的第一端、电阻R25的第一端、电容C17的第一端、电容C29的第一端和UC3637双PWM控制器的-E/A端，所述电阻R20的第二端和电容C17的第二端均连接于UC3637双PWM控制器的E/AOUT端，所述电容C29的第二端连接电阻R28的第一端，所述电阻R28的第二端分别连接电阻R25的第二端、电容C35的第一端、电位器RP2的第一端，所述电位器RP2的第二端和电位器RP2的第三端相连接，所述电位器RP2的第二端、电容C35的第二端和电阻R26的第二端均连接接地GND。

通过采用前述技术方案，本发明的有益效果是：(1)采用+12V直流电源单电源供电，简化电源电路。(2)解决了超低频阻容耦合困难的问题，使低频信号耦合接近于直接耦合电路，提高了超重低音的效果，采用高频提升路，解决了D类功放上限频率不足的问题。(3)采用自动双向限幅电路作为宽带音频前置放大电路的并联负载，提升过低波谷电平，降低过冲峰值电压，消除音频信号与高频等幅三角波调制时产生过调制而损坏功率放大器的功率元件和驱动元件。本电路具有快速实时自动跟踪信号幅度工作状态功能，确保后级比较器不产生过调制，使电路可靠性大幅度提高。

附图说明

图1是现有的音频信号脉宽调制电路原理框图；

图2是采用现有技术正常调制SPWM波形；

图3是采用现有技术过调制SPWM波形；

图4是本发明的电路原理图。

具体实施方式

现结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。

参考图4，本实施例提供一种自动双向限幅宽带D类音频功率放大器的前置放大器，包括宽带音频前置放大电路1、双路SPWM信号产生电路2和自动双向限幅电路3。

所述宽带音频前置放大电路1宽带音频前置放大电路包括电阻R16、电阻R17、电阻R20、电阻R25、电阻R26、电阻R28、电阻R31、电容C17、电容C29、电容C34、电容C35、电容C36、电容C37、电位器RP2。在本具体实施例中，所述电阻R16、电阻R17、电阻R20、电阻R26的电阻值为100kΩ，所述电阻R25、电阻R28的电阻值为19kΩ，电阻R31的电阻值为1kΩ，所述电容C17的电容值为1pF，所述电容C29、电容C34、电容C36的电容值为104pF，所述电容C37的电容值为47uF，所述电位器RP2的最大阻值为100kΩ。

所述电阻R17、电阻R26构成同相端偏置电阻，电阻R16、电阻R25、电位器RP2构成反相端偏置电阻，调节电位器RP2，使输出端电压为供电电压的一半，确保放大器工作在线性区。电容C35为高频旁路电容，提升低频信号增益，使下限频率低于0.16Hz(现有信号发生器最低频率)，电容C29、电阻R28为高频提升电路，提升高频信号增益，使电路上限截止频率近1MHz，电容C37为音频输入耦合电容，起隔直作用，电阻R31为隔离电阻、电容C34、电阻C36为音频输入高频提升电容。电阻R20为负反馈电阻、采用电容C17进行高频负反馈，降低高频噪声增益。

所述宽带音频前置放大电路1的具体电路连接方式为：所述电容C34的第一端和电容C37的第一端连接音频信号输入，所述C34的第二端和电容C37的第二端相连接，所述C34的第二端分别连接电阻R31的第一端和电容C36的第一端，所述电阻R31的第二端分别连接电容C36的第二端、电阻R17的第二端、电阻R26的第一端和UC3637双PWM控制器的+E/A端，所述电阻R17的第一端分别连接电阻R4的第二端和电阻R16的第一端，所述电阻R16的第二端分别连接电阻R20的第一端、电阻R25的第一端、电容C17的第一端、电容C29的第一端和UC3637双PWM控制器的-E/A端，所述电阻R20的第二端和电容C17的第二端均连接于UC3637双PWM控制器的E/AOUT端，所述电容C29的第二端连接电阻R28的第一端，所述电阻R28的第二端分别连接电阻R25的第二端、电容C35的第一端、电位器RP2的第一端，所述电位器RP2的第二端和电位器RP2的第三端相连接，所述电位器RP2的第二端、电容C35的第二端和电阻R26的第二端均连接接地GND。

所述双路SPWM信号产生电路2包括电阻R4、电阻R6、电阻R7、电阻R8、电阻R9、电阻R11、电阻R13、电阻R15、电阻R17、电阻R19、电阻R21、电阻R27、电容C13、电容C15、电容C18、电容C19、电容C25、电容C26、电容C30、UC3637双PWM控制器。在本具体实施例中，所述电阻R4的电阻值为39Ω，所述电阻R6的电阻值为39Ω,所述电阻R7、电阻R19的电阻值为47kΩ，所述电阻R8、电阻R21、电阻R27的电阻值为10kΩ，所述电阻R9、电阻R13的电阻值为3.9kΩ，所述电阻R15的电阻值为68kΩ，所述电阻R11、电阻R17的电阻值为150Ω，所述电容C13的电容值为470uF，所述电容C15、电容C19、电容C25、电容C30的电容值为104pF，所述电容C18的电容值为3300uF，所述电容C26的电容值为100pF。

所述UC3637双PWM控制器的-AIN端和+AIN端构成比较器A,所述UC3637双PWM控制器的-BIN端和+BIN端构成比较器B。UC3637双PWM控制器的AOUT端和BOUT端输出到片外，应用相当灵活，可以直接将高频三角波信号(300kHz)与正弦波信号(0.5Hz～70kHz)进行比较产生两路互为倒相且有死区时间的SPWM信号分别由UC3637的AOUT端脚和BOUT端脚输出，实现音频信号数字化(1bit技术)。

所述电阻R7、电阻R9、电阻R13、电阻R19组成电平转移电路，音频正弦波信号由电阻R9及电阻R13分别送到-BIN端和+AIN。-BIN端和+AIN端还由电阻R7及电阻R19分别接到+12V直流电源上，三角波信号由CT端直接加到+BIN和-AIN。电阻R9、电阻R13为死区时间控制电阻，太大时造成音频信号交越失真，太小时影响输出电流开关MOS管工作的安全，因此要折中考虑，这里取3.9kΩ电阻。在两个比较器中比较产生两路SPWM信号，在输出控制门、逐个脉冲限流比较器比较后从UC3637双PWM控制器的AOUT端脚和BOUT端分别输出A路SPWM信号和B路SWPM信号。电阻R11、电阻R17为隔离电阻，减小前后级的影响，太大时会引起SPWM失真，太小时不利于前后级隔离。

UC3637双PWM控制器、电阻R8、电阻R15、电阻R21、电阻R27、电容C25、电容C26、电容C30组成三角波信号产生电路，电阻R27为定时电阻，电容C26为定时电容，调节电阻R27可以调节三角波振荡频率，电阻R8、电阻R15、电阻R21为门限电平分压电阻，电阻R15为较大电阻使三角波幅度尽可能大些，以减小过调制失真，电容C25、电容C30为抗高频干扰电容。

该宽带音频前置放大电路1，具有频带响应宽(0.16Hz～350kHz)、高保真、低噪声特点。采用电容C29、电容C34、电容C36进行高频提升，使电路上限截止频率近1MHz，采用电容C35，提高超低频增益，使下限频率低于0.16Hz(现有信号发生器最低频率)，采用电容C17进行高频负反馈，降低高频噪声增益，采用电容C10滤波，使信号波形更加光滑漂亮。采用固定偏置，调节电位器RP2，使输出端电压为供电电压的一半，可确保放大器工作在线性区。电路增益为：

A_Vf＝1+R20/(R25//R28)＝1+100/9.5＝11.53

国际标准音频输入峰峰值为0.775VPP，前置放大器输出峰峰值为8.93VPP。

三角波峰峰值计算公式：

V_ΔPP＝+VTH-(-VTH)

＝12*(R15+R21)/(R8+R15+R21)-12*R21/(R8+R15+R21)

＝12*R15/(R8+R15+R21)

＝9.27(V)

波谷阈值电压：

V_SL＝12*R63/(R44+R63)＝12*15/(100+15)＝1.565(V)

波峰阈值电压：

V_SH＝12*R64/(R45+R64)＝12*100/(15+100)＝10.435(V)

限幅后的信号峰峰值为8.870VPP，小于三角波峰峰值，确保不会产生过调制。

具体的，所述双路SPWM信号产生电路2的电路连接方式为：所述电阻R4的第一端连接有+12V直流电源，所述电阻R4的第二端分别连接电阻R7的第一端、电容C13的第一端和电容C15的第一端，所述电容C13的第二端和电容C15的第二端均连接地端GND，所述电阻R7的第二端分别电阻R9的第一端和UC3637双PWM控制器的-BIN端，所述电阻R9的第二端通过电阻R13连接UC3637双PWM控制器的+AIN端，所述UC3637双PWM控制器的+AIN端通过电阻R19连接+C/L端，所述UC3637双PWM控制器的+C/L端、-C/L端、SHUTDOWN端均连接地端GND，所述电阻R6的第一端连接电阻R4的第一端，所述电阻R6的第二端分别连接电阻R8的第一端、电容C18的第一端、电容C19的第一端和UC3637双PWM控制器的+VS端，所述电容C18的第二端和电容C19的第二端均连接地端GND，所述电阻R8的第二端分别连接电阻R15的第一端和UC3637双PWM控制器的+VTH端，所述UC3637双PWM控制器的+VTH端通过电容C30连接地端GND，所述电阻R15的第二端分别连接电阻R21的第一端、电容C25的第一端和UC3637双PWM控制器的-VTH端，所述R21的第二端和电容C25的第二端分别连接地端GND，所述UC3637双PWM控制器的-AIN端分别连接+BIN端、CT端和电容C26的第一端，所述电容C26的第二端连接地端GND，所述UC3637双PWM控制器的-VS端连接地端GND，所述UC3637双PWM控制器的ISET端通过电阻R27连接地端GND；所述UC3637双PWM控制器的AOUT端连接电阻R17的第一端，所述电阻R17的第二端为SPWM信号A输出端；所述所述UC3637双PWM控制器的BOUT端连接电阻R11的第一端，所述电阻R11的第二端为SPWM信号B输出端；

所述自动双向限幅电路3包括电阻R1、电阻R33、电阻R37、电阻R41、电阻R43、电阻R44、电阻R45、电阻R46、电阻R52、电阻R59、电阻R62、电阻R63、电阻R64、电阻R65、电阻R66、电阻R1、电容C10、电容C20、电容C38、电容C39、电容C46、电容C47、电容C49、光耦IC4、光耦IC8、双运放OPA2604；在本具体实施例中，所述电阻R1的电阻值为100kΩ，所述电阻R33的电阻值为39Ω，所述电阻R37、电阻R66的电阻值为4.7kΩ，所述电阻R41、电阻R52的电阻值为2kΩ，所述电阻R43、电阻R44、电阻R46、电阻R62、电阻R64、电阻R65的电阻值为100kΩ，所述电容C10的电容值为103pF，所述电容C20、电容C38、电容C42、电容C47的的电容值为470uF，所述电容C39、电容C46、电容C49的电容值为104pF，所述光耦IC4和光耦IC8采用PC817光耦。

上述双向自动限幅电路3的各电子元器件组成以下电路：

(1)负载电阻滤波电容

负载电阻由电阻R59、电阻R1组成。电阻R59在波峰分流时起分压作用，不至于产生波峰过充现象，此电阻要折中考虑，太大时，对音频信号衰减过大，降低信噪比，太小时，对音频信号分压不够，容易产生过充现象，因此要折中考虑。滤波电容采用电容C10滤波，使信号波形更加光滑漂亮，减少双路SPWM产生电路的比较器A和比较器A在一个三角波周期内产生多余翻转，降低SPWM波形失真。

(2)波谷光耦灌电流电路

波谷光耦灌电流电路由电阻R37和光耦IC4内的光敏三极管组成，在音频信号幅度过大时，波谷电压过低，光耦IC4内的光敏三极管饱和导通，等效一个固定电阻，与电阻R37串联，电源通过电阻R37、光耦IC4内光敏三极管向波谷灌电流，提高波谷电平，只改变波形幅度，不改变波形的形状，减小非线性失真。

(3)波峰光耦分电流电路

波峰光耦分电流电路由电阻R66和光耦IC8内的光敏三极管组成，在音频信号幅度过大时，波峰电压过高，光耦IC8内的光敏三极管饱和导通，等效一个固定电阻，与电阻R66串联，输出音频信号通过光耦IC8内光敏三极管、电阻R37向地分电流，降低波峰电平，只改变波形幅度，不改变波形的形状，减小非线性失真。

(4)波谷光耦加速驱动电路

波谷光耦加速驱动电路由电阻R41、电容C46组成，波谷光耦内发光二极管有门槛电压，开启需要时间，由于电容两端电压不能突变，波谷比较器输出高电平时，电容C46相当于短路，所以有较大驱动电流快速启动波谷光耦内发光二极管快速发光，减小时间延迟，确保实时快速填谷，避免波谷过调制。

(5)波谷比较器

波谷比较器采用双运放OPA2604，没有接负反馈构成电压比较器。

(6)波谷阈值电路

波谷阈值电路由电阻R44、电阻R63分压组成，电阻R44的阻值大于电阻R63的阻值，提供较低的阈值电压给波谷比较器的同相端。

(7)波谷偏置电路

波谷偏置电路由电阻R43、电阻R62分压组成，电阻R44的阻值等于电阻R63的阻值，提供电源电压的一半给波谷比较器的反相端，输入正弦波信号叠加在一半电源电压发的反相端上。当输入正弦波信号幅度没有过大时，波谷比较器反相端电压大于同相端电压，波谷比较器输出低电平，当输入正弦波信号幅度过大时，波谷比较器反相端电压小于同相端电压，波谷比较器输出高电平。

(8)波峰光耦加速驱动电路

波峰光耦加速驱动电路由电阻R52、电容C49组成，波锋光耦内发光二极管有门槛电压，开启需要时间，由于电容两端电压不能突变，波锋比较器输出高电平时，电容C49相当于短路，所以有较大驱动电流快速启动波峰光耦内发光二极管快速发光，减小时间延时，确保实时快速削锋，避免波峰过调制。

(9)波峰比较器

波峰比较器与波峰比较器共用一个双运放OPA2604，没有接负反馈构成电压比较器。

(10)波峰阈值电路

波峰阈值电路由电阻R45、电阻R64分压组成，电阻R45的阻值小于电阻R64的阻值，提供较高的阈值电压给波峰比较器的反相端。

(11)波峰偏置电路

波峰偏置电路由电阻R46、电阻R65分压组成，电阻R46的阻值等于电阻R65的阻值，提供电源电压的一半给波峰比较器的同相端，输入正弦波信号叠加在一半电源电压的同相端上。当输入正弦波信号幅度没有过大时，波峰比较器反相端电压大于同相端电压，波峰比较器输出低电平，当输入正弦波信号幅度过大时，波峰比较器反相端电压小于同相端电压，波峰比较器输出高电平。

上述双向自动限幅电路3的具体连接方式为：

所述双路SPWM信号产生电路中电阻R9的第二端连接电容C20的第一端，所述电容C20的第二端分别连接电阻R1的第一端、电阻R59的第一端、电容C10的第一端、电容C42的第一端、电容C47第一端、光耦IC4的发射极、光耦IC8的集电极，所述电阻R1的第二端和电容C10的第二端连接地端GND，所述电阻R59的第二端连接UC3637双PWM控制器的E/AOUT端，所述光耦IC4的集电极通过电阻R37连接电阻R33的第二端，所述光耦IC4的阳极分别连接电阻R41的第一端和电容C46的第一端，所述电阻R41的第二端和电容C46的第二端均连接于双运放OPA2604的1OUT端，所述光耦IC4的阴极连接接地GND,所述光耦IC8的发射极通过电阻R66连接接地GND，所述光耦IC8的阳极分别连接电阻R52的第一端和电容C49的第一端，所述电阻R52的第二端和电容C49的第二端均连接于双运放OPA2604的2OUT端，所述电阻R33的第一端连接有+12V直流电源，所述电阻R33的第二端还分别连接电容C38的第一端、电容C39的第一端、电阻R43的第一端、电阻R44的第一端、电阻R45的第一端、电阻R46的第一端和双运放OPA2604的VCC端，所述电阻R43的第二端分别连接电容C47的第二端、电阻R62的第一端和双运放OPA2604的1IN-端，所述电阻R62的第二端连接接地GND，所述电阻R44的第二端分别连接电阻R63的第一端和双运放OPA2604的1IN+端，所述电阻R63的第二端和双运放OPA2604的GND端均连接接地GND，所述电阻R45的第二端分别连接电阻R64的第一端和双运放OPA2604的2IN-端，所述电阻R64的第二端连接接地GND，所述电阻R46的第二端分别连接电阻R65的第一端、电容C42的第一端和双运放OPA2604的2IN+端，所述电阻R65的第二端连接接地GND。

本自动双向限幅宽带D类音频功率放大器的前置放大器采用(+12V直流电源)单电源供电，简化电源电路。解决了超低频阻容耦合困难的问题，使低频信号耦合接近于直接耦合电路，提高了超重低音的效果，采用高频提升路，解决了D类功放上限频率不足的问题。采用自动双向限幅电路作为前置放大电路的并联负载，波谷采用灌电流电路方法，提升过低波谷电平，波峰采用分电流电路方法，降低过冲峰值电压，消除音频信号与高频等幅三角波调制时产生过调制而损坏功率放大器的功率元件和驱动元件。本电路具有快速实时自动跟踪信号幅度工作状态功能，确保后级不产生过调制，使电路可靠性大幅度提高。

尽管结合优选实施方案具体展示和介绍了本发明，但所属领域的技术人员应该明白，在不脱离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围内，在形式上和细节上可以对本发明做出各种变化，均为本发明的保护范围。