阅读说明：本技术 一种全环路自振荡式d类功放电路 (Full-loop self-oscillation type D-class power amplifier circuit ) 是由 张太武 于 2019-11-12 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种全环路自振荡式D类功放电路,属于有源音箱电路领域。本发明包括互相独立的低音功放电路和高音功放电路,所述低音功放电路和高音功放电路均设有信号调制模块、触发器整形模块、驱动模块、开关放大模块和低通滤波器,其中,所述信号调制模块的输出端与所述触发器整形模块输入端相连,所述触发器整形模块输出端与驱动模块的输入端相连,所述驱动模块的输出端与开关放大模块的输入端相连,所述开关放大模块输出端与低通滤波器的输入端相连,所述低通滤波器的输出端设有正反馈引脚和同时作为输出引脚的负反馈引脚,所述正反馈引脚和负反馈引脚分别接信号调制模块的输入端,组成全环路反馈电路。本发明极大地降低了失真度。(The invention provides a full-loop self-oscillation type D-class power amplifier circuit, and belongs to the field of active loudspeaker box circuits. The low-pitch power amplifier circuit and the high-pitch power amplifier circuit are independent of each other, the low-pitch power amplifier circuit and the high-pitch power amplifier circuit are respectively provided with a signal modulation module, a trigger shaping module, a driving module, a switch amplification module and a low-pass filter, wherein the output end of the signal modulation module is connected with the input end of the trigger shaping module, the output end of the trigger shaping module is connected with the input end of the driving module, the output end of the driving module is connected with the input end of the switch amplification module, the output end of the switch amplification module is connected with the input end of the low-pass filter, the output end of the low-pass filter is provided with a positive feedback pin and a negative feedback pin which are used as output pins at the same time, and the positive feedback pin and the negative feedback pin are respectively connected with. The invention greatly reduces the distortion degree.)

一种全环路自振荡式D类功放电路

技术领域

本发明涉及一种有源音箱电路，尤其涉及一种全环路自振荡式D类功放电路。

背景技术

D类功放简单来说是指功率放大元件处于开关工作状态的一种放大模式。原理实现上一般是将音频信号与高频固定频率信号比较，得到音频信号在固定频率的载波上的调制信号，即转换成了PWM信号，通过开关放大器把PWM信号放大成高电压、大电流的大功率PWM信号，最终通过低通滤波器就可将大功率的音频信号还原。

这种方式让放大元件(一般为晶体管)从开始工作即进入饱和状态，晶体管相当于一个接通的开关，把电源与负载直接接通，理想的开关放大电路没有压降而不损耗电能也不产生发热，不需要体积庞大的散热装置。实际的D类放大电路也几乎只存在晶体管饱和压降，所以实际损耗几乎只与晶体管的元件特性有关而与信号输出的幅度无关，所以特别适用于音频大功率或者高能效放大以及小空间的大多数应用场合。

市面上同等级D类功放产品通常采用全集成驱动芯片，驱动形式相对固定，驱动能力相对受限，而且缺乏完善可靠的保护电路。同时因为电路架构受限无法使用类似A/B类功放所常用的大环路负反馈，所以在失真度这一D类功放的弱项关键指标上也没有更大的改善空间。

发明内容

为解决现有技术中的问题，本发明提供一种全环路自振荡式D类功放电路。

本发明包括互相独立的低音功放电路和高音功放电路，分别用于驱动高音喇叭和低音喇叭，其中，所述低音功放电路和高音功放电路均设有信号调制模块、触发器整形模块、驱动模块、开关放大模块和低通滤波器，其中，所述信号调制模块的输出端与所述触发器整形模块输入端相连，所述触发器整形模块输出端与驱动模块的输入端相连，所述驱动模块的输出端与开关放大模块的输入端相连，所述开关放大模块输出端与低通滤波器的输入端相连，所述低通滤波器的输出端设有正反馈引脚和同时作为输出引脚的负反馈引脚，所述正反馈引脚和负反馈引脚分别接信号调制模块的输入端，组成全环路反馈电路。

本发明作进一步改进，所述高音功放电路采用半桥式输出级拓扑结构，所述低音功放电路采用全桥式输出级拓扑结构。

本发明作进一步改进，所述驱动模块包括正相驱动单元和反相驱动单元，所述开关放大模块包括两路分别接在正相驱动单元和反相驱动单元输出端的开关放大单元，所述开关放大单元的输出端与低通滤波器输入端相连。

本发明作进一步改进，所述低音功放电路的低通滤波器为共模电感低通滤波器，包括共模电感L1，第一路开关放大单元与共模电感L1的输入引脚4相连，第二路开关放大单元与共模电感L1的输入引脚1相连，所述共模电感低通滤波器还包括接地电容C7和接地电容C22，所述共模电感L7的输出引脚3接接地电容C7的一端，并输出低音音频OUTW+，所述共模电感L7的输出引脚2接接地电容C22的一端，并输出低音音频OUTW-。

所述高音功放电路的低通滤波器，包括电感L2、电容C41，其中，所述电感L1的输入端与开关放大模块输出端相连，所述电感L1输出端与电容C41的一端相连，并输出高音音频OUTT+，电容C41另一端接地，正反馈引脚FB1分别与并联的电容C40和C141的一端、并联的电阻R64、R65的一端相连，并联的电容C40和C141另一端接电感L1输出端，并联的电阻R64、R65另一端接地。

本发明作进一步改进，所述共模电感低通滤波器的输出端与输出引脚之间还设有差分滤波器，所述差分滤波器包括电阻R73、R75和电容C18，其中，所述电阻R73、R75并联后一端与共模电感L7的输出引脚3相连，另一端与电容C18的一端相连，所述电容C18的另一端与共模电感L7的输出引脚2相连，第一正反馈引脚通过并联的电容C142和电容C12与电容C18的一端相连，第二正反馈引脚通过并联的电容C143和电容C21与电容C18的另一端相连。

本发明作进一步改进，所述低音功放电路的信号调制模块包括高速比较器IC5及其***阻容器件，其中，

所述高速比较器IC5的反相输入端分别与电阻R8和电容C5的一端相连，所述电容C5的另一端接第一正反馈引脚FB1，电阻R8的另一端分别与电阻R5、电阻R7的一端及接地电容C8相连，电阻R5的另一端接输出引脚OUTW+，所述电阻R7的另一端通过电容C3输入音频信号INW-，

所述高速比较器IC5的正相输入端分别与电阻R17和电容C16的一端相连，所述电容C16的另一端接第二正反馈引脚FB2，电阻R17的另一端分别与电阻R19、电阻R16的一端及接地电容C9相连，电阻R19的另一端接输出引脚OUTW-，所述电阻R16的另一端通过电容C13输入音频信号INW+，

所述高速比较器IC5的引脚5和6悬置，引脚1和4接-15A电源，并通过电容C19接地，引脚8接+15A电源，并通过电容C4接地；所述高速比较器IC5的引脚7为输出引脚，

所述高音功放电路的信号调制模块包括高速比较器IC11及其***阻容器件，其中，

所述高速比较器IC11的反相输入端分别与电阻R63和电容C42的一端相连，所述电容C42的另一端接正反馈引脚FB3，电阻R63的另一端分别与电阻R58、电阻R62的一端及接地电容C46相连，电阻R58的另一端接输出引脚OUTT+，所述电阻R62的另一端通过电容C43输入音频信号INT-，

所述高速比较器IC11的正相输入端分别与电阻R71和电容C54的一端相连，所述电容C54的另一端接地，电阻R71的另一端分别与电阻R70、电阻R74的一端及接地电容C49相连，电阻R74的另一端接地，所述电阻R70的另一端通过电容C50输入音频信号INT+，

所述高速比较器IC11的引脚5和6悬置，引脚1和4接-15B电源，并通过电容C53接地，引脚8接+15B电源，并通过电容C39接地；所述高速比较器IC11的引脚7为输出引脚。

本发明作进一步改进，所述低音功放电路的触发器整形模块与高音功放电路的触发整形模块结构相同，所述低音功放电路的触发器整形模块包括触发器IC4，三极管Q3、二极管D11、D3、D4、D8、D9及其***阻容器件，其中，

三极管Q1的基极接-15A电源，发射极接信号调制模块的输出端，集电极接二极管D11的正极，触发器IC4A的引脚1分别与接地电阻R14和二极管D11的负极相连，电阻R14的另一端和触发器IC4A的引脚2接-30V电源，触发器IC4A的引脚5通过电阻R3接5V电源，引脚6分别与电阻R6的一端、二极管D8的负极和触发器IC4B的引脚3相连，触发器IC4B的引脚4分别与电阻R9的一端和二极管D9的负极相连，电阻R6的另一端和R9的另一端分别接驱动模块的不同引脚，所述二极管D8的正极分别与二极管D4的正极、电阻R6的另一端和电容C10的一端相连，二极管D9的正极分别与二极管D3的正极、电阻R9的另一端和电容C11的一端相连，二极管D4、D3的负极接静音引脚，电容C10、C11的另一端接-30V电源。

本发明作进一步改进，所述低音功放电路的正相驱动单元包括驱动芯片IC3，所述反相驱动单元包括驱动芯片IC6，所述驱动芯片IC3和驱动芯片IC6均采用MP18021A芯片，其中，所述电阻R6的另一端分别与驱动芯片IC3第6引脚IL引脚和驱动芯片IC3第5引脚IH引脚相连，所述电阻R9的另一端分别与驱动芯片IC3第5引脚IH引脚和驱动芯片IC3第6引脚IL引脚相连。

本发明作进一步改进，所述开关放大单元包括两个开关管，其中，第一路开关放大单元的开关管Q1的栅极与驱动芯片IC3的引脚2相连，漏极接30V电源，并通过电容C1接地，源极分别与开关管Q2的漏极和滤波器的输入端相连，所述开关管Q2的栅极分别与二极管D10的正极和电阻R14的一端相连，二极管D10的负极和电阻R15的另一端接驱动芯片IC3的引脚8，所述开关管Q2的源极接-30V电源，并通过电容C15接地。

本发明作进一步改进，所述高音功放电路的低通滤波器，包括电感L2、电容C41，其中，所述电感L1的输入端与开关放大模块输出端相连，所述电感L1输出端与电容C41的一端相连，并输出高音音频OUTT+，电容C41另一端接地，正反馈引脚FB1分别与并联的电容C40和C141的一端、并联的电阻R64、R65的一端相连，并联的电容C40和C141另一端接电感L1输出端，并联的电阻R64、R65另一端接地。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：平衡式的音频信号馈入加上全环路自振荡式的D类功放电路方案可以很容易的引入大环路音频负反馈，与通常的D类功放相比，极大的降低了失真度，提供了高品质的音乐重放能力，声音更清澈通透。

附图说明

图1为本发明结构框图；

图2为本发明电路原理图；

图3为低音功放电路原理图；

图4为高音功放电路原理图；

图5为本发明***的电源电路原理图；

图6为本发明***的音箱DSP板电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。

如图2、图5-6所示，本发明的输入音频信号是由DSP板处理后，输出到本发明全环路自振荡式D类功放电路，而电源电路为整个音箱电路包括本例的功放电路提供电源，因本发明的重点改进为功放电路，其他的模块在此不做描述。

如图1所示，本例的包括互相独立的低音功放电路和高音功放电路，分别用于驱动高音喇叭和低音喇叭，其中，所述低音功放电路和高音功放电路均设有信号调制模块、触发器整形模块、驱动模块、开关放大模块和低通滤波器，其中，所述信号调制模块的输出端与所述触发器整形模块输入端相连，所述触发器整形模块输出端与驱动模块的输入端相连，所述驱动模块的输出端与开关放大模块的输入端相连，所述开关放大模块输出端与低通滤波器的输入端相连，所述低通滤波器的输出端设有正反馈引脚和同时作为输出引脚的负反馈引脚，所述正反馈引脚和负反馈引脚分别接信号调制模块的输入端，组成全环路反馈电路。

如图3和图4所示，本例的两个功放电路通道原理基本相似，各模块独立分体式的设计，因功率需求不同而应用了半桥式和全桥式两种不同的输出级拓扑结构。本例先使用架构相对简单直观的高音功放电路来进行技术分析。

如图4所示，本例采用LM311高速比较器进行电路再发明，利用D类功放电路输出LC滤波器固有的相移特性，使比较器反相输入端从最终输出端OUTT+引入此LC滤波器在高频的相位翻转，将整个功放电路的大环路组成一个特殊的相移振荡器，构建成一套新颖的全环路自振荡D类放大电路。这个电路的结构虽说相对简单，但是构思和应用非常巧妙，具体分析如下：

输出端的电感L2和电容C41构成LC低通滤波器，整个功放电路的振荡频率主要由这两个电感电容的值来决定，电感L2取值22uH，电容C41取值1uF，计算可知此低通滤波器上限截止频率设定为≈33.9kHz，此LC低通滤波器会在10倍于截止频率点(也就是≈340kHz)附近产生接近于180°的相位滞后偏移，加上IC11高速比较器LM311的转换速率以及带宽的限制产生的相位滞后，及整个环路中其它的触发器整形模块、驱动模块和开关放大模块造成的传导延迟也会带来相位滞后，这些滞后的相位叠加，在低通滤波器的10倍截止频率点附近的相位滞后偏移就将等于或者超过180°，这是整个电路发生高频自振荡的先决条件。

其中，电阻R64、R65两只464Ω电阻和C40、C141两只10nF电容组成高精度RC高通滤波器，其下限截止频率设定为≈34.3kHz，将LC低通滤波器输出端OUTT+的整体工作频带中低于20kHz的音频滤除；并能将如前所述设置的约340kHz的高频信号，经LC低通滤波器滤波后的残余正弦波，再从正反馈引脚FB3连接到电容C42电容反馈回高速比较器IC11的反相输入端，此电容的存在给高频反馈通路带来一个轻微超前的相位差(但对整个环路尤其是LC滤波器带来的相位滞后至翻转的频点不产生明显影响)，从而对此高频信号整形加速让高速比较器IC11的调制振荡工作状态更趋理想。

整个功放环路在IC12触发器整形模块处有一次既定的180°相位翻转，如果在设定的某个较高频率点，输出LC低通滤波器以及上述的整个环路中其它电路造成的传导延迟叠加，导致的相位滞后的所有相移之和正好等于180°，那么对于这个频点来讲整个高频传导环路的输出端与输入端相位相同即处于正反馈方式，LM311高速比较器电路的高频交流环路此时即构成相移式振荡器而产生振荡方波信号，这是整个功放电路高频自振荡的全部产生机理。

实际的振荡频率由原来预设的约340kHz下降到230kHz左右，这正是由于前面所述LM311高速比较器IC11的转换速率和带宽不是足够高，以及环路中的触发器整形模块、驱动模块和开关放大模块加大了传导延迟，使得整个环路叠加的相位滞后偏移至180°翻转的自振荡频点降低。只要整个高频传导通路的元件参数和选型固定，那么整个环路实际的自振荡频率也将是可控而稳定的。

如果没有输入信号，相当于高速比较器IC11的同相输入端接地，OUTT+输出点即为230kHz左右的自振荡50％占空比的标准方波。LM311高速比较器IC11输入端输入的是音频信号与整体环路反馈信号的比较叠加，音频信号的变化可以改变比较器的过零点也即翻转的阈值，进而改变振荡方波的占空比，让占空比完全跟随音频信号变化，LM311高速比较器IC11将输出一个受音频信号调制的PWM脉宽调制信号。

高速比较器IC11的7脚输出的PWM信号，经过BC807三极管Q14转换高速比较器输出的电流方向后，再经过SN74LVC2G04两路高速施密特触发器IC12加速整形并倒相，转换为高低端互补的对称PWM驱动信号，经过IC10高速高性能的半桥式驱动器MP18021A，进一步推动Q9和Q12两只小型贴片式场效应管AON6280工作于接近理想开关的工作状态，将正负电源转换为高电压、大电流的高速大功率PWM信号，经输出LC低通滤波器滤波后就得到了放大的音频。从电源电压推算，此路功放电路的半桥式工作方式的额定输出功率可以达到50W/8Ω。

本例音频反馈环路，在IC12触发器整形电路处有一次既定的180°相位翻转，而在音频范围内，输出LC低通滤波器以及前面所述的整个环路中其它电路造成的传导延迟都较小，只有比较微弱的相移，所以整个环路输出与输入端的相位相反即处于负反馈方式。因为音频大环路负反馈的引入，输出失真度相比通常的D类功放可以下降一个甚至几个数量级，因此这个功放电路提供了高品质的音乐重放能力，声音清澈通透更高度还原。

如图3所示，低音功放电路因为功率需求更高而应用了全桥式的输出级拓扑结构，因此而增加了一路反相的驱动电路，来驱动另外两个AON6280小型贴片式场效应管Q4和Q7，其中，低音功放电路的两路驱动电路和高音功放电路的驱动电路结构相同。

本例的输出低通滤波器由LC低通滤波器改为共模电感低通滤波器，并将输出LC低通滤波器和反馈给比较器输入端的高频RC反馈通路相应增加，同时对元件参数进行重新适配，以匹配输出级拓扑结构的变更。

同样的，本例的输出端的共模电感L1和电容C7、C22构成LC共模低通滤波器，并经过R73、R75两只并联0.03Ω电阻(负载电流取样电阻，对滤波器参数影响可忽略)连接C18电容同时构成一个差分滤波器。整个功放电路的振荡频率主要由这4个电感电容的值来决定，电感L2取值11uH，电容C7、C22取值0.47uF，电容C18取值1uF，此低通滤波器上限截止频率设定为≈35kHz，同样会在10倍于截止频率点(也就是≈350kHz)附近产生接近于180°的相位滞后偏移；同样因为整个低音功放环路中其它的触发器整形模块、两套驱动单元和两套开关放大单元造成的传导延迟叠加，使得整个环路的相位滞后偏移至180°翻转的自振荡频点同样降低，低音功放电路实际的自振荡频率由原来预设的约350kHz下降到220kHz左右。

本例的差分输出负端OUTW-也同样增加音频负反馈通路，匹配输出级拓扑结构的变更的同时，构成了完整的平衡式大环路负反馈，而低音功放其它电路模块更具体的原理结构和计算分析，因与前述高音部分半桥式功放完全相同，也不再一一赘述。

而从电源电压推算可知，本例的低音功放电路采用全桥输出方式，其额定输出功率可以达到400W/4Ω，如此小型化的元器件选用和功放组件整机设计，可以稳定量产正常运行在这一较大的输出功率级别，说明此分体式全环路自振荡式D类功放电路的优化设计十分成功，而且极具产品竞争力。

综上，本例有源音箱的D类功放电路设计新颖，简洁高效小巧，核心在于巧妙的利用D类功放电路固有的LC输出低通滤波器的相移特性，搭建出全环路自振荡式D类放大器的方案。各单元电路独立分体式和驱动级线路性能的优化设计，可以获得极佳的驱动性能从而降低输出功率管的开关损耗；而更完善的保护逻辑让电路更可靠工作得以充分发挥元件的性能，让元件和功放电路组件整体可以更小型化；同时，平衡式的音频信号馈入加上引入平衡式大环路负反馈，与通常的D类功放相比，极大的降低了失真度，提供了高品质的音乐重放能力，声音更清澈通透。

以上所述之具体实施方式为本发明的较佳实施方式，并非以此限定本发明的具体实施范围，本发明的范围包括并不限于本具体实施方式，凡依照本发明所作的等效变化均在本发明的保护范围内。