阅读说明：本技术 双频带滤波功率放大器 (Dual-band filtering power amplifier ) 是由 黄同德 胡蛟飞 吴文 于 2019-11-20 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种双频带滤波功率放大器,输入匹配电路的输入端连接50欧姆阻抗,输出端连接栅极直流馈电网络的输入端,用于将50欧姆阻抗匹配到功率放大器的最佳源牵引阻抗的共轭,栅极直流馈电网络的输入端连接输入匹配电路的输出端,输出端连接场效应管的栅极,用于给场效应管的栅极施加电压；漏极直流馈电网络输入端连接场效应管的漏极,用于给场效应管的漏极施加电压；场效应管的漏极连接于漏极直流馈电网络的输入端以及滤波匹配电路的输入端,场效应管的源极接地,用于放大输入信号；滤波匹配电路的输出端连接50欧姆阻抗,用于提供放大器最佳负载牵引阻抗。本发明实现了功率放大器的输出匹配电路与滤波器的融合,缩减了电路的成本和功耗。(The invention discloses a dual-band filtering power amplifier, wherein the input end of an input matching circuit is connected with 50 ohm impedance, the output end of the input matching circuit is connected with the input end of a grid direct current feed network and is used for matching the 50 ohm impedance to the conjugate of the optimal source traction impedance of the power amplifier, the input end of the grid direct current feed network is connected with the output end of the input matching circuit, and the output end of the grid direct current feed network is connected with the grid of a field effect tube and is used for applying voltage to the grid of the field effect tube; the input end of the drain direct current feed network is connected with the drain of the field effect transistor and is used for applying voltage to the drain of the field effect transistor; the drain electrode of the field effect tube is connected with the input end of the drain electrode direct current feed network and the input end of the filter matching circuit, and the source electrode of the field effect tube is grounded and used for amplifying an input signal; the output end of the filter matching circuit is connected with 50 ohm impedance for providing optimal load pulling impedance of the amplifier. The invention realizes the fusion of the output matching circuit of the power amplifier and the filter, and reduces the cost and the power consumption of the circuit.)

双频带滤波功率放大器

技术领域

本发明涉及无线通信技术，特别涉及一种双频带滤波功率放大器。

背景技术

在射频前端中，信号通过功率放大器进行功率放大，然后流经滤波器滤除杂波信号，最后通过天线发射到空间中。作为射频前端的重要组成部分，功率放大器和滤波器传统的设计方法是二者分别设计，功率放大器的输出匹配电路将最佳负载牵引阻抗匹配到50欧姆，同时滤波器的输入输出端口的阻抗均匹配到50欧姆，再通过50欧姆微带线将二者相连，完成功率放大器和滤波器的级联。由于设计中存在功率放大器的输出匹配电路和50欧姆微带线，导致电路面积过大，电路集成度低，同时因为电路损耗较大，放大器的功率附加效率也会大大降低，因此人们对功率放大器和滤波器级联电路的一体化、小型化有了更高的要求，最终提出了滤波功率放大器结构。目前已有的滤波功率放大器，只是将放大器的输出匹配电路直接与滤波器相连，省去50欧姆微带线，但放大器和滤波器之间仍存匹配电路，并未彻底解决传统方法的损耗过大、电路集成度低的问题。

此外，随着无线通信技术飞速发展，多种通信标准随之产生，射频前端作为无线通信系统的重要组成部分，单频带射频前端已无法满足现代技术的发展，因此射频前端朝着多频带方向发展。当前的多频带射频前端设计是将多个单频带射频前端并行使用，然而会存在电路庞大复杂，耗能极高等问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种双频带滤波功率放大器。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种双频带功率放大器，包括输入匹配电路、栅极直流馈电网络、漏极直流馈电网络、场效应管和滤波匹配电路，其中，

所述输入匹配电路的输入端连接50欧姆阻抗，输出端连接栅极直流馈电网络的输入端，用于将50欧姆阻抗匹配到功率放大器的最佳源牵引阻抗的共轭，

所述栅极直流馈电网络的输入端连接输入匹配电路的输出端，输出端连接场效应管的栅极，用于给场效应管的栅极施加电压；

所述漏极直流馈电网络输入端连接场效应管的漏极，用于给场效应管的漏极施加电压；

所述场效应管的漏极连接于漏极直流馈电网络的输入端以及滤波匹配电路的输入端，场效应管的源极接地，用于放大输入信号；

所述滤波匹配电路的输出端连接50欧姆阻抗，用于提供放大器最佳负载牵引阻抗。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：将SIW双频带滤波器的输入端口阻抗设计为功率放大器的最佳负载牵引阻抗，利用2个基片集成矩形谐振腔和2个馈线以及它们之间的耦合关系，实现了功率放大器的输出匹配电路与滤波器的融合，完成了一体化设计，相比于当前的多个单频带电路并行的结构，还缩减了电路的成本和功耗，符合社会绿色节能的发展趋势。

附图说明

图1为本发明双频带滤波功率放大器的原理框图。

图2为本发明双频带滤波功率放大器的栅极直流馈电网络和漏极直流馈电网络的结构示意图。

图3为本发明双频带滤波功率放大器的SIW双频带滤波器的结构示意图。

图4为本发明双频带滤波功率放大器的单腔谐振器的结构示意图。

图5为本发明双频带滤波功率放大器的仿真图。

图6为本发明双频带滤波功率放大器的仿真图。

图7为本发明双频带滤波功率放大器的仿真图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，进一步说明本发明方案。

结合图1、图2，本发明双频带滤波功率放大器，包含输入匹配电路1、栅极直流馈电网络2、漏极直流馈电网络3、场效应管4和滤波匹配电路。其中，输入匹配电路1的输入端连接50欧姆阻抗，输出端1-2连接栅极直流馈电网络2的输入端2-1；栅极直流馈电网络2的输出端2-2连接场效应管4的栅极4-1；场效应管4的漏极4-2连接于漏极直流馈电网络3的输入端3-1以及滤波匹配电路的输入端5-1，场效应管4的源极4-3接地；滤波匹配电路的输出端6-1连接于50欧姆阻抗。

所述的输入匹配电路1用于将50欧姆阻抗匹配到功率放大器的最佳源牵引阻抗的共轭，即最佳输入阻抗，使功率放大器获得最大功率。

所述的栅极直流馈电网络2用于给场效应管的栅极4-1施加电压，使其达到静态工作点，并提高场效应管的稳定性；栅极直流馈电网络2包括栅极电阻R1、直流偏置电阻R2和栅极直流电压VG；所述的栅极电阻R1一端连接于输入匹配电路的输出端1-2，一端连接于场效应管的栅极4-1；所述的直流偏置电阻R2一端连接场效应管的栅极4-1，一端连接于栅极直流电压VG。

所述的漏极直流馈电网络3用于给场效应管的漏极4-2施加电压，使其达到静态工作点，并抑制交流信号对直流电源的影响；漏极直流馈电网络3包括一条微带线和漏极直流电压VD；所述的微带线一端连接于场效应管的漏极4-2，一端连接于漏极直流电压VD，且微带线长度为λ_g/4，λ_g为滤波匹配电路中第二频带的中心频率的波长。

所述的场效应管4用于放大输入信号。

所述的滤波匹配电路用于提供放大器最佳负载牵引阻抗，使放大器获得最大功率和最大功率附加效率，同时具有滤波特性，抑制高次谐波；滤波匹配电路包含SIW双频带滤波器；结合图3，所述的SIW双频带滤波器包括第一基片集成矩形谐振腔5、第二基片集成矩形谐振腔6、第一馈线5-1和第二馈线6-1；所述的第一馈线5-1一端连接于场效应管的漏极4-2，一端连接于第一基片集成矩形谐振腔5；所述的第一基片集成矩形谐振腔5的一侧连接于第一馈线5-1，一侧为第一基片集成矩形谐振腔与第二基片集成矩形谐振腔的公共侧壁；所述的第二基片集成矩形谐振腔6一侧为公共侧壁，一侧连接于第二馈线6-1；所述的第二馈线6-1一端连接于第二基片集成矩形谐振腔6，一端连接于50欧姆阻抗，所述的第一基片集成矩形谐振腔5与所述的第二基片集成矩形谐振腔6平行耦合，在公共侧壁上开一个耦合窗。

下文针对SIW双频带滤波器的设计过程及设计原理进行分析。设计过程分为2个阶段：

第一阶段：根据设计指标(中心频率、带宽、外部品质因数Q_e和内部耦合系数M_ij)，确定SIW双频带滤波器的基片矩形谐振腔的尺寸、馈线的尺寸与位置和公共侧壁上窗口的大小尺寸与位置。下文进行详细介绍：

第一步，根据双频带滤波器的设计频率，确定每个基片集成矩形谐振腔的初始尺寸基片。

集成矩形谐振腔是介质填充矩形谐振腔的一种，二者之间存在等效关系。因此在实际的SIW双频带滤波器设计中，先计算出介质填充矩形谐振腔的尺寸，再利用等效关系得出基片集成矩形谐振腔的初始尺寸。第一基片集成谐振腔5和第二基片集成谐振腔6的初始尺寸相同，下面以第一基片集成谐振腔5为例，结合图3进行介绍。

介质填充矩形谐振腔中的TE_mnq或TM_mnq模式与谐振频率f_mnq有如下关系式：

其中，m、n、q分别表示电磁场沿x-、y-、z-方向上的模式数，c为光速，μ_r表示相对磁导率，ε_r表示相对介电常数，L、W、H分别表示介质填充矩形谐振腔中的长、宽和高。由于介质填充矩形谐振腔的高为常数，因此，根据TE_mnq或TM_mnq模式的谐振频率，结合公式1可以确定介质填充矩形谐振腔中的长和宽。例如基片集成矩形谐振腔中采用TE₁₀₁和TE₂₀₁模式耦合，根据TE₁₀₁和TE₂₀₁的谐振频率即可确定介质填充矩形谐振腔中的长和宽。

由于第一基片集成矩形谐振腔5与介质填充矩形谐振腔之间的等效关系，第一基片集成矩形谐振腔5的初始尺寸表达式如下：

其中，w₁为第一基片集成矩形谐振腔5的宽，l₁为第一基片集成矩形谐振腔5的长，h₁为第一基片集成矩形谐振腔5的高，与基片板材的高度有关，是个常数，d为第一基片集成矩形谐振腔5的金属通孔直径，p为相邻两孔之间的间距。因此，通过设计频率

得出介质填充矩形谐振腔的尺寸W、L和H后，再结合设定的d和p，就可以进一步得到第一基片集成矩形谐振腔5的初始尺寸w₁、l₁和h₁。

由于第一基片集成谐振腔5和第二基片集成谐振腔6初始尺寸相同，第二基片集成矩形谐振腔6的初始尺寸w₂、l₂和h₂也由此得出。

第二步，根据外部品质因数Q_e和内部耦合系数M_ij指标，确定馈线的初始尺寸和初始位置，以及窗口的初始尺寸和初始位置；

外部品质因数Q_e体现了SIW双频带滤波器中两个模式的外部耦合情况，由第一馈线5-1的耦合凹槽的宽度w_s1、耦合凹槽的深度l_s1、馈线探入的宽度w_m1和馈线的位置tio1决定。为了排除内部耦合对外部耦合的影响，采用单腔谐振器进行S参数仿真，如图4所示，提取外部品质因数Q_e。外部品质因数Q_e可如下表示：

其中，Q_e ^I表示TE₁₀₁模式的外部品质因数，Q_e ^II表示TE₂₀₁模式的外部品质因数；Δf_±90° ^I表示

处±90°相位差对应的绝对带宽，Δf_±90° ^II表示

处±90°相位差对应的绝对带宽。调节w_s1、l_s1、w_m1和tio1，使仿真提取出的Q_e ^I和Q_e ^II满足设计指标，完成馈线初始尺寸和初始位置的确定。

由于第一馈线5-1和第二馈线6-1初始尺寸相同，位置关于公共侧壁中心对称，第二馈线6-1的初始尺寸w_s、l_s、w_m和初始位置tio2也由此得出。

内部耦合系数M_ij体现了SIW双频带滤波器中两个模式的内部耦合情况，主要由公共侧壁上窗口的位置t_c和窗口的宽度w_c决定。基于TE₁₀₁和TE₂₀₁模式磁场分布规律，可得随着t_c增大，TE₁₀₁的耦合系数减小，TE₂₀₁的耦合系数增加；当w_c增大时，两个模式的耦合系数均逐渐增大，但耦合系数比不变。采用双腔谐振器进行S参数仿真，提取内部耦合系数M_ij。内部耦合系数M_ij可表示如下：

式中f_p1和f_p2表示通带内两个***的谐振峰的谐振频率。

基于磁场分布规律，调整t_c、w_c，选择内部耦合系数M_ij满足要求的窗口的位置和窗口的宽度，完成窗口初始尺寸和初始位置的确定。

由于在外部品质因数和耦合系数的提取均为独立的，忽略其他因素的影响，因此参数应进一步优化。

第二阶段：通过微调SIW双频带滤波器的基片矩形谐振腔的尺寸、馈线的尺寸与位置和公共侧壁上窗口的大小与位置，使滤波器的输入端口阻抗为功率放大器的最佳负载牵引阻抗，滤波器实现放大器的输出匹配功能。

为了使滤波器输入端口阻抗为功率放大器的最佳负载牵引阻抗，即一个复数阻抗(Z_in2＝R+jX)，通过复数阻抗和耦合系数的变换关系，得到新的耦合矩阵和外部品质因数Q’_e和内部耦合系数M’_ij，微调SIW双频带滤波器的基片矩形谐振腔的尺寸、馈线的尺寸与位置和公共侧壁上窗口的大小位置。

复数阻抗和耦合系数的变换关系式如下：

其中，M’_S1表示新的输入端和第1个谐振腔之间的耦合系数，M’_SL表示新的输入端和输出端之间的耦合系数，M’₁₁表示新的第1个谐振腔和第1个谐振腔之间的耦合系数，M₁₂表示第1个谐振腔和第2个谐振腔之间的耦合系数，M_2L表示第2个谐振腔和输出端之间的耦合系数。

新的内部耦合系数M’_ij为：

构成的滤波器的耦合矩阵为：

新的外部品质因数Q’_e为：

其中，FBW表示滤波器的设计带宽。

实施例

为了验证本发明方案的有效性，采用GaN的CGH40010F晶体管，设计一个中心频率为1.8/2.4GHz的双频带滤波功率放大器。栅极直流偏置网络中栅极电阻R1为4欧姆，直流偏置电阻R2为40欧姆，栅极直流电压VG为-2.8V。漏极直流馈电网络中微带线长为31.25mm，漏极直流电压VD为28V。利用ADS仿真软件对场效应管放大结构进行负载牵引，可得功率放大器最佳负载牵引阻抗为(19.68+j*4.35)ohm/(21.12+j*5.94)ohm。

当SIW双频带滤波器的输入端口阻抗等于最佳负载牵引阻抗值时，实现双频带滤波功率放大器设计。此时SIW双频带滤波器的尺寸如下所示：w₁为88.99mm，l₁为53.58mm，h₁为0.508mm，w₂为90.51mm，l₂为52.50mm，h₂也为0.508mm，d为1.00mm，p为1.00mm；w_s1为6.00mm，l_s1为21.00mm，w_m1为5.99mm，tio1为19.49mm；w_s为5.95mm，l_s为19.57mm，w_m为6.15mm，tio2为19.49mm；t_c为20.00mm，w_c为20.00mm。l_ms1表示输入端口微带线过渡段长度，为25.63mm；l_ms2表示输出端口微带线过渡段长度，为21.72mm；wms表示50欧姆微带线宽度，为1.18mm。

如图5所示，为双频带滤波器在输入阻抗为(19.68+j*4.35)[email protected]和(21.12+j*5.94)[email protected]时的传输特性曲线，可知两个通带的中心频率分别为1.8GHz和2.4GHz，***损耗为[email protected]和[email protected]，该滤波器的3dB带宽分别为3.5％和3.1％。如图6所示，放大器的增益均大于12dB。图7所示为功率放大器在输入功率为27dBm时的功率附加效率，可见在滤波器的滤波频带范围内功率附加效率较高，且在中心频率处效率均大于60％。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、简化、替代、组合，均应包含在本发明的保护范围之内。