阅读说明：本技术 物***移相位侦测电路及物***移相位侦测方法 (Ohject displacement detecting phase circuit and ohject displacement detecting phase method ) 是由 纪翔峰 于 2018-07-16 设计创作，主要内容包括：一种物体位移相位侦测电路,包含混合电路、模拟数字转换器、同相正交信号产生器及相位撷取单元。混合电路将载波信号及第一模拟信号混频产生第二模拟信号。模拟数字转换器根据第二模拟信号产生数字信号。同相正交信号产生器根据数字信号产生I路数字信号及Q路数字信号,以使相位撷取单元据以产生相位信息。相位信息相关于物体的移动信息。同相正交信号产生器可根据第一参考信号与第二参考信号将数字信号混频,于频带进行滤波,及据以产生相关于I路数字信号与Q路数字信号的至少一组解析信号。(A kind of ohject displacement detecting phase circuit includes hybrid circuit, analog-digital converter, inphase quadrature signal generator and phase acquisition unit.Carrier signal and the mixing of the first analog signal are generated the second analog signal by hybrid circuit.Analog-digital converter generates digital signal according to the second analog signal.Inphase quadrature signal generator generates I railway digital signal and Q railway digital signal according to digital signal, so that phase acquisition unit generates phase information accordingly.Phase information is relevant to the mobile message of object.Digital signal can be mixed according to the first reference signal with the second reference signal by inphase quadrature signal generator, be filtered in frequency band, and generate at least one set of analytic signal for being relevant to I railway digital signal Yu Q railway digital signal accordingly.)

物***移相位侦测电路及物***移相位侦测方法

技术领域

本发明涉及一种物***移相位侦测电路，尤指一种可于双边带(double-sideband)撷取相位信息的中频载波物***移相位侦测电路。

背景技术

使用微波感应器发射电磁波，再根据受测物体反射的电磁波侦测受测物体，是目前可用的侦测方式。在现有的物体侦测技术中，可使用传统的I/Q信号直接转换方式，从而撷取相位信息。

然而，现有技术的工程成本不易降低，且不易使用单一的模拟数字转换器执行数字化。此外在信号处理过程中，于直接转换的射频前端，直流偏移(DC offset)及闪烁噪声(flicker noise)等缺失不易避免。因此之故，本领域仍待更佳的解决方案，以改善现有技术的缺点。

发明内容

实施例提供一种物***移相位侦测电路，用以侦测一受测物体的移动信息，该物***移相位侦测电路包含第一混合电路、模拟数字转换器、同相正交信号产生器、相位撷取单元。该第一混合电路用以将载波信号及第一模拟信号混频后，产生第二模拟信号，其中该第一模拟信号是根据发射信号被该受测物体反射而产生。该模拟数字转换器耦接于该第一混合电路，用以根据该第二模拟信号，产生第一数字信号。该同相正交信号产生器耦接于该模拟数字转换器，用以根据该第一数字信号，产生I路数字信号及Q路数字信号。该相位撷取单元，用以根据该I路数字信号与该Q路数字信号，产生一相位信息，其中该相位信息相关于该受测物体的移动信息。其中，该同相正交信号产生器包含混合单元、滤波单元及解析信号产生单元。该混合单元用以根据第一参考信号与第二参考信号将该第一数字信号混频，以分别产生第一混频信号及一第二混频信号。滤波单元用以将该第一混频信号及该第二混频信号于频带进行滤波，以产生至少一第一滤波信号。该解析信号产生单元用以根据至少该第一滤波信号以产生至少一组解析信号，其中至少该组解析信号与该I路数字信号与该Q路数字信号有关。

另一实施例提供一种物***移相位侦测方法，用以侦测一受测物体的移动信息，该方法包含将载波信号及第一模拟信号混频后，产生第二模拟信号，其中该第一模拟信号是根据发射信号被该受测物体反射而产生；根据该第二模拟信号，产生第一数字信号；根据该第一数字信号，产生I路数字信号及Q路数字信号；及根据该I路数字信号与该Q路数字信号，产生相位信息，其中该相位信息相关于该受测物体的移动信息。该方法还包括根据第一参考信号与第二参考信号将该第一数字信号混频，以分别产生第一混频信号及第二混频信号；将该第一混频信号及该第二混频信号于频带进行滤波，以产生至少一第一滤波信号；及根据至少该第一滤波信号以产生至少一第一组解析信号，其中至少该第一组解析信号与该I路数字信号与该Q路数字信号有关。

附图说明

图1为本发明一实施例的物***移相位侦测电路的示意图。

图2为本发明图1的同相正交信号产生器的示意图。

图3是本发明实施例中，图1的同相正交信号产生器的示意图。

图4为本发明实施例中，图2的运算单元的示意图。

图5为本发明另一实施例中，图2的运算单元的示意图。

图6为本发明另一实施例中，图1的同相正交信号产生器的示意图。

图7为本发明另一实施例中，物***移相位侦测电路的示意图。

图8为本发明图1的实施例的物***移相位侦测方法的流程图。

图9为本发明图2的实施例中，物***移相位侦测方法的流程图。

图10为本发明图3的施例中，物***移相位侦测方法的流程图。

图11为本发明图6的实施例中，物***移相位侦测方法的流程图。

图12可为本发明图1至图7的发射信号、接收信号及模拟信号于频域的示意图。

图13为本发明实施例中，图3及图6的混频信号及采样信号的示意图。

图14为本发明侦测受测物体的正速度时，数字信号于频域的示意图。

图15为本发明侦测受测物体的负速度时，数字信号于频域的示意图。

【附图标记说明】

100、600 物***移相位侦测电路

f_c 载波信号

A、G 混合电路

B 模拟数字转换器

C 同相正交信号产生器

DP、C51 相位撷取单元

H 数字模拟转换电路

C1 混合单元

C2 滤波单元

C3 解析信号产生单元

C4 运算单元

X(f),x(t) 发射信号

R(f)、r(t) 接收信号

V(f)、v(t) 模拟信号

V(n)、y(n)、Y(f) 数字信号

y_I(n) I路数字信号

y_Q(n) Q路数字信号

f_s 采样率

Phi 相位信息

f_IF 中频频率

d_I(n)、d_Q(n)、d(n)、D(f)、d’(n) 滤波信号

C11、C12 混合电路

C21、C22、C521、C522 抽取滤波器

C23、C24、C53 高通滤波器

C31、C32、C531 解析信号产生次单元

C311、C321、C541 延迟单元

C312、C322、C542 线性转换单元

C431、C432 加法单元

C43 调整运算单元

C441、C442 混合器

St1、St2、St 线性转换信号

Sd1、Sd2、Sd 延迟信号

p1 第一参考信号

p2 第二参考信号

Sa1、Sa2 调整信号

Vd 速度侦测值

C5 相位产生单元

C52 零频直流估计单元

w_I(n) I路零频直流信号

w_Q(n) Q路零频直流信号

相位值

obj 受测物体

ANTx 发射单元

ANTr 接收单元

E、F 参考信号产生单元

u_I(n)、u_Q(n)、U(f)、u(n) 混频信号

f_d 位移频率

Ax、Ar 放大电路

s_I(n)、s_Q(n)、S(f) 采样信号

810至840、910至930、1010至1050、 步骤

1110至1150

具体实施方式

图1为本发明实施例的物***移相位侦测电路100的示意图。图1揭露设置于发射端的数字模拟转换电路H、混合电路G、发射单元ANTx，与设置于接收端的接收单元ANTr、物***移相位侦测电路100，以及参考信号产生单元E、参考信号产生单元F。物***移相位侦测电路100可用以侦测受测物体obj的移动信息，例如可对应于因受测物体obj的位移而产生的相位信息。物***移相位侦测电路100可包含混合电路A，模拟数字转换器B，同相正交(in-phase orthogonal)信号产生器C，相位撷取单元DP。参考信号产生单元E可用以产生与中频频率f_IF有关的第一参考信号p1以及第二参考信号p2至物***移相位侦测电路100，以及产生具有中频频率f_IF的中频信号至数字模拟转换电路H。参考信号产生单元F可用以提供载波信号f_c至物***移相位侦测电路100以及混合电路G。其中，第一参考信号p1以及第二参考信号p2可为第一中频参考信号p1以及第二中频参考信号p2。其中，载波信号f_c可为高频载波信号f_c。

图2是图1中的同相正交信号产生器C的示意图。同相正交信号产生器C可包含混合单元C1，滤波单元C2，解析信号产生单元C3，及选择性地包含运算单元C4。换言之，根据实施例，同相正交信号产生器C有可能包含或不包含运算单元C4，其述于后文。

如图1，混合电路A可混频载波信号f_c及接收信号r(t)，并据以产生模拟信号v(t)。其中，接收信号r(t)是根据发射信号x(t)被受测物体obj反射而产生。其中，接收信号r(t)可为模拟信号r(t)。其中，接收信号r(t)、发射信号x(t)于频域(frequency domain)可分别表示为R(f)、X(f)，且模拟信号v(t)于频域可表示为V(f)。

如图1，模拟数字转换器B，例如是单一的模拟数字转换器B，可耦接于混合电路A，用以接收模拟信号v(t)执行模拟向数字转换，从而产生数字信号V(n)。其中，n可转为数字后的时间变量。模拟数字转换器B可具有采样率f_s。

如图1，同相正交信号产生器C可耦接于模拟数字转换器B，用以根据数字信号V(n)，产生I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)。其中，I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)可互为同相正交的信号。同相正交信号产生器C可具有分相(phase split)功能。同相正交信号产生器C可为数字I/Q信号产生器。考虑I/Q调变，可将I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)对应于数字信号y(n)，如y(n)＝y_I(n)+j·y_Q(n)，且数字信号y(n)于频域可表示为数字信号Y(f)。图中的ADC字样表示模拟数字转换器。I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)可为基频(fundamental frequency)载波的I/Q信号。

相位撷取单元DP可用以根据I路数字信号y_I(n)与Q路数字信号y_Q(n)，产生相位信息(phase information)Phi，其中相位信息Phi可相关于受测物体obj的移动信息，例如是位移量。

同相正交信号产生器C中，混合单元C1可根据第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2，将数字信号V(n)混频，以分别产生混频信号u_I(n)及混频信号u_Q(n)。第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2例如分别是第一中频弦波信号p1与第二中频弦波信号p2。滤波单元C2可将混频信号u_I(n)及u_Q(n)于一预定的频带(frequency band)进行滤波，以产生至少一滤波信号。解析信号产生单元C3可根据滤波单元C2输出的至少一滤波信号，产生至少一组解析信号(analytic signal)，其中该组解析信号与I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)有关。举例而言，所述的解析信号可为不具有负频率分量的复值函数(complex-valued function)信号。

图3是实施例中，图1的同相正交信号产生器C的示意图。图3所示的同相正交信号产生器C可为非同调(non-coherent)的数字I/Q信号产生器。

如图3，混合单元C1可混频第一中频弦波信号p1及数字信号V(n)以产生混频信号u_I(n)，及混频第二中频弦波信号p2及数字信号V(n)以产生混频信号u_Q(n)。其中，混频信号u_I(n)及混频信号u_Q(n)可分别相关于数字信号V(n)的I路部分与Q路部分。混频信号u_I(n)及u_Q(n)可于频域对应于信号U(f)，信号U(f)于数字的时域(time domain)可表示为u(n)。根据实施例，混合单元C1可如图3，具有混合电路C11与C12。

如图3，滤波单元C2可用以将混频信号u_I(n)及u_Q(n)于频带进行滤波，以分别产生滤波信号d_I(n)及滤波信号d_Q(n)。滤波信号d_I(n)及d_Q(n)可于频域对应信号D(f)，及于时域对应信号d(n)。

如图3，解析信号产生单元C3可用以根据滤波信号d_I(n)及滤波信号d_Q(n)分别产生第一组解析信号(Analytic signal)，及第二组解析信号。解析信号产生单元C3可包含解析信号产生次单元C31与解析信号产生次单元C32。解析信号产生次单元C31可根据滤波信号d_I(n)产生第一组解析信号，包含延迟信号Sd1与线性转换信号St1。解析信号产生次单元C32可根据滤波信号d_Q(n)产生第二组解析信号，包含延迟信号Sd2与线性转换信号St2。

图4是实施例中，图2的运算单元C4的示意图。运算单元C4可包含加法单元C431及加法单元C432。加法单元C431可根据延迟信号Sd1与线性转换信号St2产生I路数字信号y_I(n)。加法单元C432可根据线性转换信号St1与延迟信号Sd2产生Q路数字信号y_Q(n)。根据实施例，加法单元C431可执行减法运算，且加法单元C432可执行加法运算。

图5是另一实施例中，图2的运算单元C4的示意图。如图5，运算单元C4可还包含调整运算单元C43，用以根据速度侦测值Vd调整线性转换信号St1与线性转换信号St2的极性，以分别提供给加法单元C432与加法单元C431。举例来说，如图5，调整运算单元C43可包含混合器C441及C442。混合器C441可耦接于解析信号产生次单元C31，以接收线性转换信号St1，且接收速度侦测值Vd，从而混合线性转换信号St1与速度侦测值Vd，以产生调整信号Sa1。混合器C442可耦接于解析信号产生次单元C32，以接收线性转换信号St2，且接收速度侦测值Vd，从而混合线性转换信号St2与速度侦测值Vd，以产生调整信号Sa2。根据实施例，当受测物体具有正速度，则速度侦测值Vd可为正值(例如+1)，而当受测物体具有负速度，则速度侦测值Vd可为负值(例如-1)，故可设置切换开关以切换及选择速度侦测值Vd的数值。

根据实施例，图2所示的滤波单元C2，可如图3所示，包含抽取滤波器(decimationfilter)C21及抽取滤波器C22。抽取滤波器C21与C22可用以执行降采样(down sampling)。其中，降采样的倍数可为M。抽取滤波器C21可耦接于混合单元C1，以接收混频信号u_I(n)，执行降采样，从而产生采样信号s_I(n)。抽取滤波器C22可耦接于混合单元C1，以接收混频信号u_Q(n)，执行降采样，从而产生采样信号s_Q(n)。采样信号s_I(n)及s_Q(n)可分别对应于I路调变部分及Q路调变部分。采样信号s_I(n)及s_Q(n)可于频域对应于采样信号S(f)。根据实施例，图2所示的滤波单元C2，亦可省略图3的抽取滤波器C21及抽取滤波器C22。其中，采样信号s_I(n)与滤波信号d_I(n)有关；采样信号s_Q(n)与滤波信号d_Q(n)有关。

根据实施例，图2所示的滤波单元C2，可如图3所示，包含高通滤波器C23及高通滤波器C24。高通滤波器C23及C24可分别耦接于抽取滤波器C21及C22，用以分别对于采样信号s_I(n)及s_Q(n)执行高通滤波，以分别产生滤波信号d_I(n)及d_Q(n)。滤波信号d_I(n)及d_Q(n)可分别对应于I路调变部分及Q路调变部分。高通滤波器C23与C24可用以移除信号的直流(DC)部分，故可减少信号中，位于直流的旁漏(leakage)部分。

根据实施例，如前述，图3的解析信号产生单元C3可包含解析信号产生次单元C31与C32，其中，解析信号产生次单元C31可包含延迟单元C311及线性转换单元C312，且解析信号产生次单元C32可包含延迟单元C321及线性转换单元C322。

其中，延迟单元C311可接收及延迟滤波信号d_I(n)，且据以产生及输出延迟信号Sd1。线性转换单元C312可用以接收滤波信号d_I(n)，执行线性转换，及据以产生及输出线性转换信号St1，延迟单元C311的延迟量用以补偿线性转换单元C312所造成的信号延迟。延迟单元C321可接收及延迟滤波信号d_Q(n)，且据以产生及输出延迟信号Sd2。线性转换单元C322可用以接收滤波信号d_Q(n)，执行线性转换，及据以产生及输出线性转换信号St2，延迟单元C321的延迟量用以补偿线性转换单元C322所造成的信号延迟。根据实施例，线性转换单元C312、C322可为(但不限于)希尔伯特变换(Hilbert transform)单元。

根据图3的实施例，第一中频弦波信号p1与第二中频弦波信号p2例如是中频弦波信号，第一中频弦波信号p1可为cos(2πnf_IF/f_s)，且第二中频弦波信号p2可为sin(2πnf_IF/f_s)，其中f_IF可对应于中频频率。第一中频弦波信号p1及第二中频弦波信号p2实质上可具有90度的相位差。举例而言，中频频率f_IF的频率值为数百千赫兹至数百万赫兹。

图6是另一实施例中，图1的同相正交信号产生器C的示意图。图6所示的同相正交信号产生器C可为同调(coherent)的数字I/Q信号产生器。根据图6的实施例，图2的滤波单元C2包含高通滤波器C53，用以对采样信号s_I(n)执行高通滤波，以产生滤波信号d_I(n)。图6的滤波信号d_I(n)，可于时域对应地表示为d’(n)。

根据图6的实施例，图2的解析信号产生单元C3可包括解析信号产生次单元C531，用以根据滤波信号d_I(n)产生延迟信号Sd与线性转换信号St。其中解析信号产生单元C3产生的该组解析信号，可包括延迟信号Sd与线性转换信号St。

根据实施例，解析信号产生次单元C531可包含延迟单元C541及线性转换单元C542。延迟单元C541可延迟滤波信号d_I(n)以产生延迟信号Sd。线性转换单元C542可对滤波信号d_I(n)执行线性转换以产生线性转换信号St，延迟单元C541的延迟量用以补偿线性转换单元C542所造成的信号延迟。根据实施例，线性转换单元C542可为(但不限于)希尔伯特变换单元。

根据实施例，图6的延迟信号Sd可为I路数字信号y_I(n)，及线性转换信号St可为Q路数字信号y_Q(n)。

根据另一实施例，如图6所示，同相正交信号产生器C可还包括运算单元C4，运算单元C4可包含调整运算单元C43，用以根据速度侦测值Vd调整线性转换信号St的极性，以调整Q路数字信号y_Q(n)。举例来说，调整运算单元C43可为乘法器，当受测物体具有正速度，则速度侦测值Vd可为正值(例如+1)，而当受测物体具有负速度，则速度侦测值Vd可为负值(例如-1)。

如图6所示，同相正交信号产生器C可另包含相位产生单元C5，用以根据采样信号s_I(n)及采样信号s_Q(n)产生相位值相位值可对应于信号的旁漏(leakage)部分。其中，采样信号s_I(n)与混频信号u_I(n)有关；采样信号s_Q(n)与混频信号u_Q(n)有关。

如图6所示，物***移相位侦测电路100可还包括参考信号产生单元E，可设置于发射端或接收端，用以根据相位值产生与中频频率f_IF有关的第一中频弦波信号p1与第二中频弦波信号p2，以及产生具有中频频率f_IF的中频信号至图1发射端的数字模拟转换电路H。根据图6的实施例，第一中频弦波信号p1与第二中频弦波信号p2例如是中频弦波信号，第一中频弦波信号p1可表示为 且第二中频弦波信号p2可表示为第一中频弦波信号p1与第二中频弦波信号p2实质上可以有90度的相位差。根据实施例，参考信号产生单元E可包含于同相正交信号产生器C之中，也可于同相正交信号产生器C的外部。

如图6，相位产生单元C5可包括零频直流估计单元C52及相位撷取单元C51。零频直流估计单元C52可根据采样信号s_I(n)及采样信号s_Q(n)产生I路零频直流信号w_I(n)及Q路零频直流信号w_Q(n)。相位撷取单元C51可用以根据I路零频直流信号w_I(n)及Q路零频直流信号w_Q(n)产生该相位值

图6中，相位产生单元C5形成的闭环结构可得出旁漏部分的信息，从而调整第一中频弦波信号p1与第二中频弦波信号p2的相位，使Q路零频直流信号w_Q(n)最小化，并使受测物体反射信号尽量投影在抽取滤波器的I路调变部分。

如图6，滤波单元C2可包含抽取滤波器C521及抽取滤波器C522。抽取滤波器C521可对混频信号u_I(n)执行降采样，以产生采样信号s_I(n)。抽取滤波器C522可对混频信号u_Q(n)执行降采样，以产生采样信号s_Q(n)。根据实施例，降采样的倍数可为M。根据实施例，图2所示的滤波单元C2，亦可省略图6的抽取滤波器C521及抽取滤波器C522。

以下是实施例中可推导的计算。如图3至图6所示，使用中频载波雷达可进行一物体移动信息的侦测，例如是以物体的位移量进行生命迹象侦测。受测物体及接收单元(例如天线)的距离，可约为数米。所侦测的位移量，可例如约1至2厘米。若所选择的中频频率约为数百千赫兹，公式(1)可对应于图3中非同调(non-coherent)的数字I/Q信号产生器，若以时域表示，d(n)可对应于高通滤波器输出的信号，可参见以下计算。若所选择的中频频率约为数百千赫兹，公式(2)可对应于图6中同调(coherent)的数字I/Q信号产生器，若以时域表示，d’(n)可对应于高通滤波器输出的信号，可参见以下计算。

其中

c代表光速。

FI代表初始相位(initial phase)。

ΔR(n)为物体的移动信息，例如是位移量。

G代表此数字信号的强度，例如包括传送信号功率(power)大小、物体反射辐射大小、发射单元ANTx增益、接收单元ANTr增益、接收端增益…等。

φ＝2πf_IF(2R(n)/c+D)≈2πf_IFD

其中，R(n)代表物体相对的位移。其中，D可包含图1的发射端的数字电路到发射单元ANTx的延迟，及接收端的接收单元ANTr至数字电路的延迟。

若物体的速度为v＝dR(n)/dt且不至于过小，且速度的极性为已知，则可对复数的(complex-numbered)d(n)执行线性转换，例如希尔伯特变换，此可用于非同调(non-coherent)的数字I/Q信号产生器。或者，可对实数的(real-numbered)d’(n)执行线性转换，例如希尔伯特变换，此可用于同调(coherent)的数字I/Q信号产生器。经线性转换，可得以下的解析信号：

其中，ψ′与D雷同类似，可包含图的发射端的数字电路到发射单元ANTx的延迟，及接收端的接收单元ANTr至数字电路的延迟造成的相位差。

因此，物体的移动信息，例如是位移量，也就是ΔR(n),可包含在对应于y(n)的相位值中。

图7是另一实施例中，物***移相位侦测电路600的示意图。物***移相位侦测电路600可包含参考信号产生单元E，混合电路G，参考信号产生单元F，发射单元ANTx，接收单元ANTr，混合电路A，模拟数字转换器B，同相正交信号产生器C，及相位撷取单元DP。

其中，混合电路A、模拟数字转换器B、同相正交信号产生器C及相位撷取单元DP可如上述，故不重述。

根据实施例，参考信号产生单元E可用以产生第一参考信号p1、第二参考信号p2及具有中频频率f_IF的中频信号。如上述，第一参考信号p1及第二参考信号p2可相关于具有中频频率f_IF的中频信号，如图1、图3及图6的实施例所示，第一参考信号p1以及第二参考信号p2可为第一中频参考信号p1以及第二中频参考信号p2。第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2例如分别是第一中频弦波信号p1与第二中频弦波信号p2。参考信号产生单元F可用以提供载波信号f_c。参考信号产生单元F可设置于发射端或接收端。

根据实施例，混合电路G可用以将载波信号f_c及具有中频频率f_IF的中频信号混频后，产生发射信号x(t)，从而使发射单元ANTx可将发射信号x(t)无线发射，以根据多普勒(Doppler)雷达的原理，侦测受测物体obj的移动信息。发射信号x(t)于频域可表示为X(f)。

根据实施例，物***移相位侦测电路600可选择性地还包含数字模拟转换电路H。数字模拟转换电路H可将具有中频频率f_IF的中频信号由数字信号转为模拟信号。图中的DAC字样是指数字模拟转换电路。

根据另一实施例，当参考信号产生单元E是用以产生模拟信号，则可不使用图7的数字模拟转换电路H，但可另设置模拟数字转换器(未绘出)于参考信号产生单元E及同相正交信号产生器C之间。

根据实施例，可选择性地设置放大电路Ax于混合电路G及发射单元ANTx之间，用以放大发射信号x(t)。此外，可选择性地设置放大电路Ar于混合电路A及接收单元ANTr之间，用以放大经受测物体obj的反射所产生的接收信号r(t)。发射单元ANTx及接收单元ANTr可包含天线装置。

根据实施例，上述的中频频率f_IF的值可为数百千至数百万赫兹。所侦测的受测物体obj的移动范围可为小位移，故举例而言，可用以侦测生命迹象(vital sign)。

根据实施例，物***移相位侦测电路的数字部分，例如参考信号产生单元E、同相正交信号产生器C，及相位撷取单元DP，是以数字电路的形式实施。在另一实施例中，物***移相位侦测电路的数字部分亦可为被储存在非易失存储器(non-volatile memory)(例如是韧体(firmware))中的一个或数个软件模块，以被一数字信号处理器(digital signalprocessor,DSP)读取并执行的形式实施。在又一实施例中，物***移相位侦测电路的数字部分亦可为部分数字电路与部分由数字信号处理器执行的软件模块的形式合并实施。

图8是图1的实施例的物***移相位侦测方法的流程图。物***移相位侦测方法可包含：

步骤810：将载波信号f_c及接收信号r(t)混频后，产生模拟信号v(t)，其中接收信号r(t)是根据发射信号x(t)被受测物体obj反射而产生；

步骤820：根据模拟信号v(t)，产生数字信号V(n)；

步骤830：根据数字信号V(n)，产生I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)；及

步骤840：根据I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)，产生相位信息Phi，其中相位信息Phi是相关于受测物体obj的移动信息。

其中，步骤810中，接收信号r(t)可为模拟信号r(t)。

图9是图2的实施例中，物***移相位侦测方法的流程图。根据实施例，图9的流程可包含于图8的步骤830中。图9可包含以下步骤：

步骤910：根据第一参考信号p1与第二参考信号p2将数字信号V(n)混频，以分别产生混频信号u_I(n)及混频信号u_Q(n)；

步骤920：将混频信号u_I(n)及混频信号u_Q(n)于频带进行滤波，以产生至少一滤波信号；及

步骤930：根据该滤波信号以产生至少一组解析信号，其中该组解析信号是相关于I路数字信号y_I(n)及Q路数字信号y_Q(n)。

图9的步骤910中，第一参考信号p1与第二参考信号p2，可例如分别是第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2。步骤920的滤波信号，可例如为上述的滤波信号d_I(n)及d_Q(n)的至少一个。步骤930的解析信号，可例如为图3的延迟信号Sd1及Sd2，及线性转换信号St1及St2，或为图6的延迟信号Sd与线性转换信号St。

图10是图3的实施例中，物***移相位侦测方法的流程图，图10的流程可包含以下步骤：

步骤1010：将混频信号u_I(n)及混频信号u_Q(n)于频带进行滤波，以分别产生滤波信号d_I(n)及滤波信号d_Q(n)；

步骤1020：根据滤波信号d_I(n)产生延迟信号Sd1与线性转换信号St1；

步骤1030：根据滤波信号d_Q(n)产生延迟信号Sd2与线性转换信号St2；

步骤1040：根据延迟信号Sd1与线性转换信号St2产生I路数字信号y_I(n)；及

步骤1050：根据线性转换信号St1与延迟信号Sd2产生Q路数字信号y_Q(n)。

其中，步骤1010可对应于图9的步骤920，步骤1020至1050可对应于步骤930。步骤1020中，延迟信号Sd1与线性转换信号St1可包括于第一组解析信号中。步骤1030中，延迟信号Sd2与线性转换信号St2可包括于第二组解析信号中。

图11是图6的实施例中，物***移相位侦测方法的流程图。图11的物***移相位侦测方法可包含：

步骤1110：使用混频信号u_I(n)及混频信号u_Q(n)执行降采样以分别产生采样信号s_I(n)及采样信号s_Q(n)；

步骤1120：对采样信号s_I(n)执行高通滤波以产生滤波信号d_I(n)；

步骤1130：根据滤波信号d_I(n)产生延迟信号Sd与线性转换信号St；

步骤1140：根据采样信号s_I(n)及采样信号s_Q(n)产生相位值及

步骤1150：根据相位值产生与中频频率f_IF有关的第一参考信号p1与第二参考信号p2。

其中，步骤1110及1120可对应于步骤920。步骤1130中，延迟信号Sd与线性转换信号St可包含于一组解析信号。步骤1140中，采样信号s_I(n)与混频信号u_I(n)有关；采样信号s_Q(n)与混频信号u_Q(n)有关。步骤1150中，第一参考信号p1与第二参考信号p2例如分别是第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2。步骤1140及1150可对应于图6中，相位产生单元C5形成的闭环构造。

图12可为图1至图7的发射信号X(f)、接收信号R(f)及模拟信号V(f)于频域的示意图。如图12所示，发射信号X(f)、接收信号R(f)及模拟信号V(f)可为双边带信号。发射信号X(f)的信号成份可位于(f_c±f_IF)及(-f_c±f_IF)。经受测物体obj的反射后，接收信号R(f)的信号成份可位于(f_c+f_d±f_IF)及(-(f_c+f_d)±f_IF)。其中，受测物体obj的位移量可反应于位移频率f_d。于接收信号R(f)的频域图中，可见到旁漏部分的信号成份，其可为发射单元ANTx及接收单元ANTr之间的旁漏部分。经混合电路A处理后，模拟信号V(f)的信号成份可位于(f_IF±f_d)及(-f_IF±f_d)。

图13是实施例中，图3及图6的混频信号U(f)及采样信号S(f)的示意图。如图13所示，混频信号U(f)的信号成份可位于零频、±f_d及(-2×f_IF±f_d)，其中，根据模拟数字转换器B的采样率f_s，奈奎斯特(Nyquist)频率可为(-f_s/2)及f_s/2。

经执行降采样，采样信号S(f)的信号成份可位于零频及±f_d，其中，由于抽取滤波器执行降采样的倍数可为M，故奈奎斯特频率可为(-f_s/2M)及f_s/2M。

图14及图15是实施例中，图3及图6的数字信号Y(f)的示意图。图14是侦测受测物体obj的正速度时，数字信号Y(f)于频域的示意图，如图14所示，数字信号Y(f)的信号成份可位于位移频率f_d，故可据以求得受测物体obj的位移量及空间信息。图14的实施例中，图3及图6的速度侦测值Vd可为正值。

图15是侦测受测物体obj的负速度时，数字信号Y(f)于频域的示意图，如图15所示，数字信号Y(f)的信号成份可位于位移频率-f_d，故可据以求得受测物体obj的位移量及空间信息。图15的实施例中，图3及图6的速度侦测值Vd可为负值。

由图14及图15可见，位于直流零频的旁漏部分可被高通滤波器移除，从而可减少旁漏部分的影响，此外，亦可减少位于直流零频的直流偏移及闪烁噪声等。

综上，实施例提供的物***移相位侦测电路及物***移相位侦测方法，可实现于双边带上撷取相位信息的数字中频载波多普勒雷达。实施例中，所使用的载波频率f_c可为实质上固定，而非变动扫频方式。根据实施例，可求得相位信息，可包含后续的分相相关模块，且可执行发射端及接收端的中频信号同步的相位补偿。根据实施例，可使用单一的模拟数字转换器以执行数字化，在物***移相位侦测过程中，可减少直流偏移及闪烁噪声等缺失。因此，对于改善物***移相位侦测的效能，有所帮助。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的等同变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。